摘要： 宽禁带半导体器件具有高频、高效率、高功率密度等优点。然而，低寄生电容、低阈值电压和快速开关等特性也使它们更容易受到开关振荡的影响。该文综述开关振荡的类型、产生机理、敏感参数以及抑制方法。首先，依据波形特征将振荡分为阻尼振荡及自持振荡两类；其次，建立开关振荡分析模型，包括器件模型和开关电路模型，依托该模型研究两种振荡的机理、敏感参数以及各敏感参数对振荡特性的影响规律；再次，分析两类开关振荡的差异性和关联性；最后，总结抑制开关振荡的主要方法，并对各种方法的优缺点进行比较分析。对前人研究成果进行总结和延伸，期望帮助研究人员更好地将宽禁带器件应用于高频高功率变换工况。
引言
在过去的几十年里，硅(silicon，Si)基器件在电力电子领域占据主导地位。然而，随着功率密度的不断增加，硅基器件逐渐受到其自身材料的限制。 基于碳化硅(silicon carbide，SiC)、氮化镓(gallium nitride，GaN)为代表的宽禁带(wide bandgap，WBG)材料的功率器件逐渐被认为是一种有前景的器件[1]。一般来说，宽禁带半导体器件的禁带宽度、 击穿电场、最大允许结温和电子迁移率都明显较高[1-6]，极间电容、反向恢复电荷、开关损耗大幅下降[2,4,6-9]。这些特性提高了器件的效率和功率密度[2,4]，使宽禁带半导体器件更适合于高频应用场景[1-2,4,6-8,10-13]。
然而，高开关速度更容易引起寄生振荡。宽禁 带半导体器件具有较大电流变化率di/dt和电压变化率dv/dt [3,9-10]从而增大开关振荡发生风险[10]。Si IGBT 的dv/dt约为6.75 V/ns[14]，而SiC金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductorfield effect transistor，MOSFET)和GaN高电子迁移率晶体管(high electron mobility transistor，HEMT)的dv/dt可分别达到50[2]和134 V/ns[15]。SiC结型场 效应管(junction field effect transistor，JEFT)的dv/dt可达到100 V/ns[16]，共源共栅(Cascode) GaN HEMT 的dv/dt甚至达到150 V/ns[17-18]。Si MOSFET 的di/dt约为1.2 A/ns[17]，Cascode GaN HEMT 的达到10 A/ns[17-18]。此外，宽禁带器件的低极间电容和较小的导通电阻R DS(on) [8]加剧了振荡。
振荡对器件开关性能有不利影响，例如电压电流过冲[19]、额外的功率损耗[20]、栅氧击穿[21]、电磁干扰(electrical measuring instrument，EMI)噪声增 加[16,22-26]、串扰(crosstalk)[2,27]、器件误触发[18,28-31]和瞬时桥臂直通[17,32]等。这些影响可能导致器件开 关损耗增加甚至器件损坏。
针对宽禁带半导体器件开关振荡问题，已有一 些综述类研究，文献[33]分析振荡的负面影响、影 响因素和抑制方法，使用负电阻模型分析电路系统 发生无阻尼振荡的条件，针对不同器件分别指出阻 尼振荡影响因素，但文章在分析阻尼振荡时未建立 分析模型，以定性分析为主；文献[34]分析振荡的 负面影响、开关振荡影响因素、振荡抑制方法和寄 生电感提取方法，但文章分析无阻尼振荡时仅建立 简化模型；文献[35]分析振荡抑制方法和寄生参数 提取方法，但文章对于振荡机理和振荡敏感参数的 分析较少。此外，上述文献均没有分析激励信号对 阻尼振荡的影响，没有分析指明串扰为自持振荡提 供偏置条件，均没有使用开环增益方法对自持振荡 进行分析，也没有对两类振荡区别与联系进行分析 对比。上述文献均研究了振荡抑制方法，本文在 此基础上进行整理和补充，对各类方法进行分类 汇总。
本文介绍宽禁带半导体器件开关振荡的不同 类别；建立开关振荡的分析模型，包括功率器件模 型和开关电路模型；分析不同振荡类型的振荡机 理，明确了影响振荡的敏感参数及各敏感参数对振 荡特性的影响规律；分析两种振荡类别之间的区别 与联系；总结振荡抑制方法并对各种方法的优缺点 进行比较分析。
1、振荡类型
按照振荡波形特征和振荡回路的阻尼条件，宽禁带半导体器件开关振荡可分为阻尼振荡(dampedoscillation)和无阻尼振荡[33-35](undamped oscillation)。 在较多文献中，无阻尼振荡也被称为自持振荡[36-39] (self-sustained oscillation)或持续振荡[40-41](sustained oscillation)，还有文献称之为假触发振荡[42-44](false triggering oscillation)，因为该类振荡的一大特点为 会导致器件自持重复性假触发。少量文献称之为发散振荡[7](divergent oscillation)，因为在起振初期， 振荡波形呈现振幅逐渐增大的发散状形貌。这类命 名表征了振荡的波形特征。本文统一使用阻尼振荡和自持振荡的名称区分两类振荡，阻尼振荡的典型波形如图1[35,45]所示，自持振荡的典型波形如图2[35,45]所示。
2、开关振荡的分析模型
2.1器件模型
2.2、开关电路模型
本文以SiC MOSFET 为例分析振荡特性，基于3方面原因：1）SiC MOSFET 是目前最受瞩目的宽禁带半导体功率器件；2）其他器件如JFET、增强型HEMT等效电路与MOSFET类似，Cascode型 器件等效电路相对较为复杂，文献[49-51]给出了开关各个阶段Cascode型器件的等效电路，器件完全导通或完全关断时的等效电路与MOSFET差别很 小，文献[63]建立了Cascode型器件的阻尼振荡等效电路，与MOSFET等效电路拓扑完全一致；3） 本文所述的分析方法对于不同器件类型均适用，可代入不同器件等效电路模型进行分析。
3、振荡机理及敏感参数分析
3.1阻尼振荡机理及敏感参数
3.1.1阻尼振荡电路模型
振荡伴随器件开关动态过程电压电流快速变化而产生，开关过程MOSFET交流通路模型如图5所示，开通过程中，陪测器件Q 2 承受高电压，关断过程中，被测器件Q 1承受高电压。将承压器件等效为交流分析时的容性元件，非承压器件视为阻性元件[30,58]。以关断过程为例，用于阻尼振荡分析的交流通路模型如图6所示。其中V DC 和V P 短路，R SD2 为Q 2 反向导通时的等效电阻，t 0 时刻Q 1 与Q 2 换向承压。开关状态切换后，Q 2 工作在可变电阻区， 等效为与时变开关串联的电阻，Q 1 工作在截止区， 因完全关断而等效为电容。激励源可被近似为阶跃函数[19,58]，开关过程中器件换向承压等效为时变开关闭合[29]。
图6所示的电路模型可用于分析器件的阻尼振荡特性，但是该模型为高阶电路模型，计算时较为复杂，可进一步简化。将图6(a)中三角形连接的电 容变换为图 6(b)所示星形连接，其中C D1 、C S1 、C G1 分别表示[64]为：
上述简化方式的局限性在于不能分析栅极支路的振荡特性。日本根岛大学和长冈技术科学大学的研究者采用高阶等效电路进行分析，弥补了这一不足，相应地，其计算规模急剧增加[30,67]。同时， 文献[30]经分析后指出，功率回路参数主要影响阻尼振荡的基波频率，驱动回路参数主要影响谐波频率。这说明图7所示的二阶电路用于分析阻尼振荡是有效且准确的。
图7给出了关断过程振荡回路的二阶等效电路模型，开通过程与之类似，该电路为RLC串联谐振电路。用R y 、L y 、C y 分别表示谐振电路中的阻性负载、感性负载和容性负载，表1列出了开关阻尼振荡的回路敏感参数，即开关过程R y 、L y 、C y 分别代表的参量。其中：R DS1 为Q 1 正向导通电阻；C oss2 为Q 2 的输出电容，C oss2 =C DS2 +C GD2 。
3.1.2阻尼振荡的回路条件
对图7所示的二阶RLC串联谐振电路模型进行响应分析可判断回路是否满足起振条件，也可进 一步分析器件在激励下的响应特征。根据表1给出的参数，谐振电路的微分方程可表示为
表2对比了英飞凌公司硅基MOSFET CoolMOS(型号IPB60R099CPA)、碳化硅MOSFET CoolSiC(型号IMBG65R083M1H)和氮化镓HEMT CoolGaN(型号IGOT60R070D1) 3 种器件的部分动静态参数[69-71]，其中dV/dt为器件最大漏极-源极电压变化率。宽禁带半导体器件较传统硅基器件具有更小的导通电阻R DS(on) [72-73]和输出电容C oss [73-74]， 由式(9)可知，其开关电路具有更小的阻尼系数，从而更容易满足欠阻尼条件而发生阻尼振荡。同时， 由式(8)和(11)可知，其开关电路具有更小的衰减系数、振荡角频率，由式(10)、(12)和图9可知，其振幅更大，衰减更慢。相较于碳化硅器件，氮化镓器件的输出电阻[72]和输出电容[73-74]更小，其他电路参数相同条件下，包含氮化镓器件的开关电路具有更小的阻尼系数、衰减系数和振荡角频率，更容易发生阻尼振荡，其振幅更大。
3.1.3阻尼振荡的激励条件
图8所示的RLC串联谐振电路具有选频功能， 仅有特定频率范围内的信号可以无衰减的通过。在3.1.1和3.1.2节的分析中，信号被简化为阶跃信号， 具有无限的频率分量，只要回路满足欠阻尼条件， 振荡一定发生。图 10为功率MOSFET典型开关波 形，其中：t 1 —t 4 为器件电压电流变化的4个时间点；I D1 为Q 1 漏极电流；V DS1 和V DS2 分别为Q 1 和Q 2 漏 极-源极电压。实际信号波形均有一定斜率的上升或下降，在窄时间尺度内，应考虑电压电流变化率对振荡特性的影响。本部分将电压信号通过级数展开等效为同频率的正弦波激励信号，通过输出信号的频率响应分析，建立激励信号频率与振荡振幅的幅频特性关系。
3.2、自持振荡机理及敏感参数
自持振荡在等效交流通路、激励源、分析方法等方面与阻尼振荡不同，本节将首先讨论器件发生自持振荡所需的偏置条件及交流通路模型，其次通 过自持振荡的 3种不同模型分析自持振荡的产生机理，最后总结自持振荡的敏感参数。
3.2.1自持振荡的偏置条件
总之，器件之间的串扰导致器件在开关瞬态短暂满足放大电路工作时的偏置条件，从而使开关电路工作在放大电路状态，这是自持振荡发生的前提 条件。在图 4所示的开关电路中，虽然被测器件Q 1 在关断过程被直流偏置电源反向偏置，陪测器件Q 2 在开通过程被设置为零偏，但当dv/dt、C GD 、驱动电阻R G 、L G 、di/dt、L S 足够大时，开关过程中器件栅极-源极电压仍可能被串扰信号短暂的改变为正向偏置[78]，此时开关电路工作在放大电路状态， 如果反馈网络因相移变为正反馈，电路系统可能处于不稳定状态从而发生自持振荡。
因此，给器件施加尽可能低的栅极反向偏置电压、降低器件开关速度和器件本身具有高阈值电压 有助于器件维持可靠关断、抵御串扰风险。表2对 比了英飞凌公司硅基MOSFET、碳化硅MOSFET和氮化镓HEMT 3 种器件的阈值电压V th ，其中单体增强型氮化镓HEMT器件的阈值电压仅为1.2 V， 栅极反向偏置电压 0 V[70]，耦合到关断器件1.2 V的串扰电压将导致器件误导通，加之宽禁带半导体器件具有更快的开关速度，这些参数特点使得本应处于关闭状态的器件极其容易受串扰信号影响而错误的正向偏置，大大增加了宽禁带半导体器件自持振荡的发生风险。
3.2.2自持振荡的交流通路模型
表4给出了自持振荡交流通路与图6所示的阻尼振荡交流通路的3个主要区别：1）承压MOSFET (开通时为Q 2 ，关断时为Q 1 )等效电路的差异：不同于图6的无源模型，MOSFET等效为包含受控源模型的有源元件，当器件由于瞬态正向偏置导通工作 在饱和区时， i Do 与V GSi 近似成正比，比例常数是跨导g m ；2）非承压MOSFET等效电路差异：由于需要考虑反馈网络的相移特性，不同于图6中将非承压器件等效为纯电阻模型，自持振荡分析时需要同时考虑器件结电容而将非承压器件等效为电阻电容并联模型；3）激励源的差异：自持振荡由电路系统本身不稳定引起，因此可以认为“没有”激励源，耦合到驱动信号的一个干扰毛刺，便可以使振荡信号从小到大、从无到有的建立起来。
一般使用3种方法来分析自持振荡：1）通过系统函数极点判断电路稳定性，当系统极点位于复平面右侧时，系统处于不稳定状态，会发生自持振 荡，此时系统可被视作反馈振荡器；2）通过有源支路阻抗实部分析判断系统是否处于“负电阻”状态，如果有源支路的等效负电阻不能被无源支路的 电阻抵消，则会发生自持振荡，此时系统可被视负阻振荡器，这种方法与第1种分析方法的区别在于：该方法通过能量传递而不是电路分析方法来描述电路的整体稳定性；3）基于巴克豪森稳定性准则，通过开环增益条件和相移条件判断系统能否满足起振条件，当系统的交流通路满足巴克豪森准则时，将发生持续振荡，这种方法与第1种方法的区别在于环路增益是开环的，而方法1是闭环的。 表 5给出了自持振荡交流等效电路3种分析方法的差异。
3.2.3使用反馈振荡器系统函数表征的振荡机理
如3.2.1节所述，在动态过程中MOSFET被偏置在饱和区，开关电路短暂工作在放大电路状态。 此时由于反馈元件存在，放大电路可能满足起振条件和平衡条件成为反馈振荡器。
自持振荡平衡条件包含相位平衡条件和幅值平衡条件，即巴克豪森稳定性准则。相位平衡条件为系统信号由输入到输出再反馈到输入的相差为360°， 此时反馈网络因相移由负反馈变为正反馈。幅值平 衡条件为 A·F =1[79]，此时不需要驱动信号，反馈信号维持输出信号[80]，输出信号稳定为等幅振荡。
自持振荡起振条件为A·F＞1[80]。此时V GSi 即使 是由于电磁干扰形成干扰信号，如毛刺等，也会使得输出信号i Do 由小变大。此后由于系统元件的非线性，最终稳定为A·F = 1，不断增大的振幅最终会稳定在恒定振幅。在初始电压扰动后，小信号V GSi 变为零，输出信号由反馈信号维持，如图16中虚线所示。因此，振荡的不稳定性由放大电路和反馈系统决定，而不是由输入信号决定。
对于图16所示的系统模型进行开环或闭环分 析是研究自持振荡机理的两种方法，本节将从闭环 系统的稳定性角度进行分析，开环系统分析将在3.2.5节展开。
3.2.4使用负阻振荡器阻抗表征的振荡机理
文献[38,41]提出了一种通过负电阻模型分析自持振荡起振条件的方法。根据负阻分析理论，当 有源支路中阻抗的实部为负数时，系统可能发生自持振荡[82]。此时正反馈放大器件可以被等效地看成负阻器件，它能够从外部电源向谐振电路添加能量。负电阻或负电导是一种方便的抽象，它通过能量传递而不是电路分析方法来描述电路的整体稳定性。
图22中所示的振荡器实现等幅振荡必须满足以下两个条件：1）无源支路中的电纳必须被有源支路中的电纳抵消，即B M = -B OSC ；2）无源支路中的正电导必须被有源支路中的等大小负电导抵消， 即 G M = -G OSC ，起振时G M ＜-G OSC 。
3.2.5、使用反馈振荡器环路增益表征的振荡机理
给出了基于巴克豪森准则的环路分析模型和分析方法。该分析方法为：1）建立环路增益表达式；2）满足巴克豪森准则时表达式需要满足的条件；3）判断振荡影响敏感参数。
3.2.6自持振荡敏感参数分析
解析式分析法：将参数代入式(27)、(32)或(37)可定量解析振荡条件及参数敏感性，式(37)的变形结果清晰直观的给出起振和抑制振荡的参数条件， 提供了一种定性判定的方法。
综合上述图形分析方法和表达式分析方法可以判断自持振荡的敏感参数。表6给出了自持振荡的全部敏感参数，↑表示敏感性与参数变化正相关，即参量越大越容易发生振荡，负相关↓与之相 反。C GD并非振荡的敏感参数[39-40]，它在特定范围内变化时不会影响振荡特性。值得说明的是，总体而言，自持振荡的发生对电路条件要求较为苛刻，因而在开关波形中较为罕见[43]。
4两类振荡的区别与联系
4.1两类振荡的区别
由2节分析可知，两类振荡在波形、起振原理、 影响因素等方面具有明显的差异，两类振荡的区别如表7所示。
阻尼振荡通常是因电压电流快速变化引起的寄生振荡。能量在寄生电感和开关器件极间电容之间传递并通过回路中的阻性元件以热量的形式耗散，因此振荡幅值会随着时间增加而衰减，典型波形如图1所示。阻尼振荡是功率器件最常见的振荡类型，在交流分析时常将其等效为无源网络，振荡特性主要受功率回路参数及电压电流变化率影响。
自持振荡通常由于开关电路在动态过程短暂满足振荡器条件引起。此时开关电路可以等效为负阻振荡器或反馈振荡器。其振荡波形从无到有的建 立，并最终因元件参数的非线性变化而稳定在某一振幅，典型波形如图2所示。自持振荡通常仅在SiC、GaN等宽禁带半导体器件中观察到。由于SiC器件较GaN器件阈值电压高，该类振荡在GaN器件中更容易发生。发生自持振荡时，输出信号由反馈信号维持，与激励信号无关，系统不断从直流电源获取能量以维持振荡。
4.2、两类振荡的联系
通过建立开关交流等效通路，可以运用两类分析方法判断振荡是否发生及可能发生哪一类振荡。 图 25给出的两类振荡的相互联系指示了系统可能发生的振荡类别以及与之对应的条件。
从反馈振荡器角度分析，如果系统函数极点落 于 s平面右侧，系统为非稳定系统，或通过计算相移360°，即谐振频率下，环路增益A·F＞1，则判 定系统可能发生自持振荡。在每个周期中，电路中寄生电阻耗散的能量被从总线中吸取能量的反馈机制所补偿。反馈信号维持输出信号。反之，如果系统函数所有极点都落于s平面左侧，或谐振频率下，环路增益A·F＜1，则系统为稳定系统，系统发生阻尼振荡或无振荡。
从负阻振荡器角度分析，可以将交流通路视为 负阻振荡器模型，将有源器件视为负阻元件，经阻抗分析后判定阻抗实部为负，则系统可能发生自持 振荡，有源支路不断从直流电源获得能量维持振 荡。反之，如果输出阻抗实部为正，系统可能发生 阻尼振荡或不发生振荡。能量在寄生元件之间相互 交换，并通过回路中的阻性元件耗散。
两种振荡之间存在相互联系，如图25所示， 无论采用负阻振荡器模型还是反馈振荡器模型，都 存在某一“临界条件”，在临界条件两侧，系统要 么发生阻尼振荡，要么发生自持振荡。两种振荡形 成了共模信号 I D 、V DS 振荡类型的全集，除过阻尼 状态外，信号一定会发生两种振荡中的一种。
此外，影响两种振荡的“核心”器件也具有相 似性。开关电路模拟的桥臂支路具有串联的两只器 件或者单个半桥模块，在开关测试电路中一只器件 被称为被测器件，另一只被称为陪测器件。无论开 通还是关断，承压器件的参数都是影响振荡特性的 重要参数。关断时的承压器件为被测器件，开通时 的承压器件为陪测器件。关断时，若发生阻尼振荡， 则被测器件极间电容对寄生振荡影响较大，若发生 自持振荡，则被测器件为振荡器模型中的有源器 件；在开通过程，若发生阻尼振荡，陪测器件极间 电容对寄生振荡影响较大，若发生自持振荡，陪测 器件为振荡器模型中的有源器件。
5、振荡抑制方法
对于阻尼振荡和自持振荡，开关电路可分别等 效为具有选频功能的RLC串联谐振电路和振荡器 电路，抑制振荡的方法可分为4类：第I类方法为 优化振荡回路参数；第II类方法为改变振荡回路拓 扑；第 III类方法为降低激励信号等效频率；第IV类方法为辅助降低器件串扰。第I、II类方法对两 类振荡均有抑制效果。由于自持振荡与激励信号无 关，第 III类方法仅对阻尼振荡有效。由于阻尼振 荡与串扰无关，第 IV类方法仅对自持振荡有效。
1、第I类方法：优化振荡回路参数，包括：降低功率回路电感、优化驱动引线设计、增大栅极驱 动电阻等；
2、第II类方法：改变振荡回路拓扑，包括：并联RC缓冲电路、串联铁氧体磁珠、使用开尔文 结构等；
3、第III类方法：降低激励等效频率，包括：增大栅极驱动电阻、分段驱动等；
4、第IV类方法：降低桥臂之间串扰，包括增加负偏压，引入栅极辅助电路、使用开尔文结构等。
值得说明的是，某些方法可能同时实现两种效果，比如增大栅极驱动电阻同时属于第I类和第III类抑制方法；第IV类方法中一些通过引入栅极辅 助电路降低串扰的方法，同时改变了电路拓扑，属于第II类方法，也降低了驱动速度和ID、VDS的变化率，也同时属于第III类方法；使用开尔文连接， 既改变了振荡回路拓扑，也降低了器件之间的串扰，同时属于第I类和第III类方法。开关振荡常用抑制方法及其优缺点如表8所示。
5.1、优化振荡回路参数
优化回路参数对两类振荡均有抑制作用。对于 阻尼振荡，改变回路阻抗参数后，回路可以从欠阻 尼状态变为临界阻尼或过阻尼状态，从而抑制振 荡；对于自持振荡，优化回路参数可以改变电路系 统中反馈网络的相移和反馈系数，使得系统稳定， 从而避免自持振荡发生。
5.1.1降低功率回路电感
功率回路电感对器件开关振荡均有影响，依 式(8)、(16)和(37)可知，降低功率回路寄生电感对 开关振荡有抑制效果。
在器件设计端，几乎所有的器件设计都是以降低内部寄生电感L S 和L D 为基本设计目标[83-85]。除避免或抑制器件振荡之外，低寄生电感设计对于器 件紧凑性设计，降低器件过冲、损耗，减少电磁干扰噪声，避免误导通等方面均有效用。在应用端， 应尽量通过叠层母排、紧凑设计等方法优化功率回路引线结构[60]，降低寄生电感L w ，避免振荡发生或降低振荡振幅。
对于阻尼振荡，封装寄生电感L S 和L D 与功率回路引线寄生电感L w 串联，共同组成谐振回路电感元件，降低上述参量对于阻尼振荡有明显抑制效果。
对于自持振荡，由于共源极寄生电感L S 是振荡器反馈网络的重要参数，是自持振荡的重要敏感参数，低源极寄生电感设计对于器件自持振荡抑制至 关重要，甚至可以从根本上杜绝自持振荡的发生。
5.1.2优化驱动板引线设计
由式(37)可知，当驱动回路谐振频率f G 与功率 回路谐振频率 f D接近时，容易产生自持振荡。当功率回路寄生电感、器件极间电容一定时，应合理优化驱动板引线设计，避免驱动回路引入的寄生电感使得驱动回路谐振频率f G 与功率回路谐振频率f D 接近。
5.2改变振荡回路拓扑
改变回路拓扑对两类振荡均有抑制作用。电路拓扑改变后，交流通路随之改变，电路系统可能不再满足阻尼振荡所需的谐振条件或自持振荡所需的起振条件。
5.2.1并联RC缓冲电路
5.2.2串联铁氧体磁珠
如图27所示，在开关电路中串联铁氧体磁珠。在特定频率下，铁氧体磁珠具有较大的阻抗，可以抑制开关振荡，包括阻尼振荡[53]和自持振荡[50]。铁氧体磁珠电路模型可以等效为直流电阻与并联RLC电路串联[53]，其中直流电阻通常小于1。 在低频时，并联电感器起主导作用，阻抗随频率增加而增加，在某一频率下，并联电容器开始占主导地位，然后阻抗随频率增大而降低。
将铁氧体磁珠插入电感负载开关电路功率回路后，初始二阶RLC电路模型等效为四阶RLC电路模型。引入铁氧体磁珠后四阶电路处于临界或过阻尼状态可抑制阻尼振荡。其高频下阻抗较大的特性也可用于抑制自持振荡[50]。但是该四阶电路决不能处于欠阻尼状态，否则开关电路中甚至可能出现更严重的振荡。
5.2.3使用开尔文结构
开尔文连接增加器件开关速度，对器件阻尼振荡并无抑制作用，反而可能因为开关速度变快增加振荡幅值。但是，对于自持振荡，由于共源极电感L S 为自持振荡反馈网络中的重要元件，使用开尔文连接改变了交流通路的等效电路，降低了L S 的影响，从而避免自持振荡的发生。同时，如图14所示，L S 可能引起半桥模块上下桥臂之间的串扰问题[78]，使用开尔文结构可以减小串扰，降低图14中瞬态正向电压V GS2 大小[18]，防止器件被正向偏置，从根本上杜绝自持振荡发生。
5.3、降低激励等效频率
5.3.1增大栅极驱动电阻
增加栅极驱动电阻可以降低器件开关过程的dv/dt和di/dt，从而降低了图8所示的阻尼振荡激励源等效频率，降低阻尼振荡振幅。该方法对自持振荡抑制也有效果，因为驱动电阻为图15所示的自持振荡等效电路中反馈网络元件，也是表6所示的自持振荡敏感参数之一。
然而，增大栅极驱动电阻将增加开关功率损耗。该方法是开关速度和振荡抑制之间的折衷，为了抑制振荡，一定程度上牺牲了宽禁带半导体器件的超快开关特性。
5.3.2、分段驱动
增大栅极驱动电阻抑制振荡的方法不可避免的同时增加了器件的损耗。根据开关过程所处的不同阶段，采用分段驱动的方式，控制栅极信号在开关 不同阶段的充放电速度，可以降低开关过程功率信号变化率，抑制开通电流过冲和关断电压过冲，降低振荡振幅。分段驱动一般通过在驱动电路中加入额外的有源电路实现，所以这种方法也被称为有源栅极驱动[87,90-94](active gate driver)。分段驱动包含变驱动电压和变驱动电阻两种方式。图28为分段 驱动时 V P 及V GS 波形，其中V表示电压信号，开通阶段电压变化期间及关断过程电流变化期间均通过改变V P 降低dv/dt和di/dt。分段驱动弥补了简单增加驱动电阻抑制振荡导致开关时间和损耗增大的不足，使得总的开关时间和损耗不会大幅增加。
5.4、降低桥臂之间串扰
3.2.1节可知，器件栅极被错误的正向偏置 是发生自持振荡的前提条件。因此抑制开通过程陪 测器件栅极电压增加和抑制关断过程被测器件栅 极电压增加，从而避免半桥直通的方法可以从根本 上避免开通自持振荡发生。
防止器件误导通的方法大致分为两种，一种是降低栅极负偏压，由图14分析可知，开通阶段的陪测器件由于高dv/dt和di/dt引起瞬时驱动电压变 化，器件由反偏或零偏变为正向偏置。因此，陪测器件采用负偏压代替零偏压或增加器件栅极负向偏置电压V- [18,29]，保证V-与栅极偏置电压变化量 ▲V之和小于阈值电压，可以避免器件处于放大电路状态，从而从根本上杜绝了开通期间陪测器件产生自持振荡的可能。该方法简单有效，但是受到栅极氧化层反向耐压极限的限制。
另一种方法是通过在驱动侧增加辅助电路缓解栅极瞬态电压过冲，如设计外部栅极-源极电容支路、增加关断二极管、有源米勒钳位电路等栅极辅助电路[32]。这些避免误导通的方法对于防止器件自持振荡都是有效的。文献[38,44]提出通过在驱动电路栅极-源极之间增加RC缓冲支路抑制振荡，这种方法降低了器件开关速度，作用效果类似增大栅极驱动电阻，同时能避免增加栅极电阻带来的串扰问题，降低半桥直通风险。
值得说明的是，除了抑制串扰外，在驱动回路中引入辅助电路可以同时通过改变回路拓扑抑制自持振荡，或降低激励信号的等效频率抑制阻尼振 荡。由于器件的栅控特性，驱动回路设计是一种高效而便捷的方法，具有良好的研究价值，如文献[96]提出一种新型RLC辅助电路，在抑制阻尼振荡的同时可以降低器件损耗，最大程度保留了宽禁带半导体器件快速开关的性能优势。
6、结论
宽禁带半导体器件由于开关速度快、阈值电压低、极间电容小、导通电阻小等因素在开关过程中更容易产生振荡问题。本文介绍了宽禁带半导体器 件开关振荡的两种类型，即阻尼振荡和自持振荡。本文基于器件和开关电路模型建立了交流通路模型，分析了每种振荡的振荡机理与敏感参数，总结了开关振荡的抑制方法。从本文中可以得出以下结论：
1、阻尼振荡是功率器件最常见的振荡形式。振荡回路为功率回路寄生参数形成的RLC谐振电路，激励信号为开关过程快速变化的电压电流信号。开通过程阻尼振荡的敏感参数包括被测器件导通电阻R DS1 、功率回路引线寄生电阻R w 、功率回路寄生电感L loop 以及陪测器件输出电容C oss2 ；关断振荡的敏感参数包括陪测器件反向导通电阻R SD2 、R w 、L loop 以及被测器件输出电容C oss1 。除此之外，振荡幅度还受开关功率信号电压变化率dv/dt和电 流变化率 di/dt的影响，因此能影响dv/dt和di/dt的参数，如驱动电阻、输入电容等也是阻尼振荡的敏感参数。
2、自持振荡相对阻尼振荡较为罕见，也仅在宽禁带半导体器件中出现，此时开关电路组成的系统为非稳定系统。自持振荡可依据反馈振荡器模型、负阻振荡器模型或巴克豪森稳定性准则进行分析。自持振荡的敏感参数包括器件工作条件，如V DS ；器件参数，如g m 、R D 、L S 、L D 、L G 、C GS 、C DS ；测试电路参数，如L w 、R w 、R G 。自持振荡是否发生仅与电路参数相关，与激励信号无关。由于电路参数的非线性，振幅由小到大建立后最终稳定。
3、两种振荡类型存在联系和相似性。其联系在于存在某一临界条件，在临界条件两侧，系统要么发生阻尼振荡，要么发生自持振荡。其相似性在于无论开通还是关断，承压器件，即开通时的陪测器件、关断时的被测器件，都是振荡电路的“核心” 器件，其参数也是影响振荡的关键参数。承压器件输出电容在阻尼振荡中为RLC谐振电路中关键的电容参数，承压器件在自持振荡中为小信号分析时的有源器件。
4、器件设计者的一些设计方向如降低封装寄生电感、使用开尔文连接等，已经在一定程度上避免了振荡的产生，除此之外本文还介绍了应用端一些常见的振荡抑制方法，包括并联RC缓冲支路、串联铁氧体磁珠、降低功率回路引线电感、优化驱动引线设计、增加栅极驱动电阻、分段驱动、降低反向偏置电压或引入栅极辅助电路等，并比较了这些方法的优缺点。
本文旨在对开关振荡的机理、分析方法、敏感参数、抑制方法等内容做出一些综述性研究，以期对工程师在器件设计和应用方面提供一些有益的参考。针对宽禁带半导体器件开关振荡问题，研究者未来可以从以下几个方面继续取得突破性进展：
1、驱动设计。MOSFET和HEMT为栅控器件， 驱动回路参数对器件动态特性影响很大。设计有源驱动电路、引入栅极辅助电路并配置适宜的参数，研究在振荡抑制的同时保留器件快速开关的优势， 不额外增加器件的损耗，降低器件串扰，是具有潜力的研究方向。
2、并联RC缓冲电路的参数匹配或新型拓扑设计。RC缓冲电路降低了谐振电路品质因数，增大了高增益放大器负载，对于阻尼振荡和自持振荡均具有良好的抑制效果，可以减少过冲及EMI，是开 关振荡中最为常用的被动抑制方法，几乎成为氮化镓器件应用的标准配置，在部分器件应用手册中被推荐使用。设计阻尼支路新型拓扑，研究传统缓冲支路RC参数与器件极间电容、封装寄生电感、功率回路电感匹配问题，避免引入高频谐振，增加该方法的适用性是具有现实意义的研究方向。
3、设计新型封装结构或开发新型封装工艺。 宽禁带半导体器件因高开关速度导致其在振荡抑制和可靠应用方面面临进一步挑战，设计者需要为宽禁带器件开发优于传统硅基功率器件的新型封装技术，如在封装设计侧优化驱动回路PCB布局布线，优化结构设计和材料选型等，在封装工艺侧优化引线互连技术，芯片烧结技术等，这些新型封装技术有助于在器件设计端主动降低串扰、抑制振荡、降低EMI，发挥宽禁带半导体器件优越性能， 提高器件可靠性。
总之，宽禁带半导体器件性能优势使得碳化硅和氮化镓功率器件已经进入商业化应用阶段，具有十分广阔的发展前景。在设计和应用端更好地解决 器件快速开关导致的振荡问题将有助于宽禁带半导体器件的发展和应用。
如您对我们的产品感兴趣，欢迎联系
我们将为您提供高效、贴心的解决方案！
咨询电话：135 1009 9916（微信同号）
点击下方图片免费领取产品规格书
想深入了解碳化硅功率器件产品知识？点击→「碳化硅（SiC）课堂」获取详情！
