摘要：碳化硅(SiC)凭借其优异的材料特性，在服务器、工业电源等关键领域掀起技术变革浪潮。本教程聚焦SiC 尤其是SiC JFET系列器件，从碳化硅如何重构电源设计逻辑出发，剖析其在工业与服务器电源场景的应用价值。我们已经介绍了《碳化硅如何革新电源设计、工业与服务器电源》《三种替代Si和SiC MOSFET的方案》《SiC Cascode JFET与SiC Combo JFET深度解析》。本文将介绍利用SiC CJFET替代超结MOSFET以及开关电源应用。
(一) 利用SiC CJFET替代超结MOSFET
(1) 安森美与竞品对比
本表对比了安森美(onsemi)EliteSiC CJFET器件UJ4C075033K3S与某竞品厂商的Si超结(SJ)MOSFET的关键特性。其中，UJ4C075033K3S在25℃下的额定值为750V，33mΩ;而竞品Si SJ MOSFET在25℃下的额定值为650V，29mΩ。在此对比中，该CJFET的反向恢复电荷QRR降低至1/60，栅极电荷QG降低至1/6，反向传输电容COSS(tr)降低至1/10。
(2) 最大限度降低反向传输电容
SiC CJFET与Si SJ MOSFET之间最显著的差异在于电容特性与裸片尺寸。在安森美UJ4C075044B7S CJFET与某竞品Si SJ MOSFET的对比中，尽管CJFET的阻断电压VBRDSS高出100V，且两者的导通电阻RDS(on)额定值相近，但SJ MOSFET的反向传输电容COSS(tr)却高出13倍以上。这一差异源于SJ MOSFET在低压范围内表现出的非线性特性，如下图所示。CJFET的电压转换时间远短于SJ MOSFET。在采用半桥整流拓扑(而非全桥)的电源系统中，CJFET能始终实现显著更快的开关速度。
(3) 降低导通损耗，缩短死区时间
在用SiC CJFET替代Si SJ MOSFET时，安森美建议通过调整死区时间(dead time)或在CJFET上增加缓冲电容，以有效管理因死区引起的导通损耗。尤其在较高开关频率下，死区时间带来的影响会变得更加显著。
对于CJFET而言，从检测到电流反向到JFET沟道完全导通通常存在延迟。举例来说：若死区时间为100ns，而开关频率为100kHz，则开关周期为10µs，此时死区仅占周期的1%，该延迟影响相对较小。然而，若开关频率提升至1MHz，开关周期将缩短至1µs，死区时间便占整个周期的10%，其影响不可忽视。
在相同死区时间下，相较于Si SJ MOSFET，SiC CJFET的漏源电压VDS放电速度更快，导致其体二极管在剩余死区时间内持续导通。假设CJFET剩余死区时间TDT(CJFET)为0.2µs，体二极管正向压降VFD为1.2V，开关频率FSW为100kHz，开关电流IC为10A，则全桥拓扑中由剩余死区引起的功率损耗PDT可通过以下公式计算：
在此案例中，计算得出的损耗为0.96W。然而，通过对栅极应用Adaptive Gate Control，在死区时间内提前提升VG2，让VDS(CJFET)降至0V的瞬间开通。即可使该部分损耗趋近于零。这一效果可通过观测VDS与VGS的输出波形加以验证。
死区时间越长，体二极管导通损耗的持续时间也越长。通过缩短CJFET的死区时间，或为其增加缓冲电容以匹配Si SJ MOSFET的COSS，可有效改善此问题。
(4) 消除反向恢复失效风险
在对比SiC CJFET与Si SJ MOSFET时，当两者具有相同的电流变化率(Δi/Δt)并在相同的结温(TJ=25℃)下工作，安森美UJ4C075033K3S CJFET的反向恢复电荷(QRR)最多可比后者低60倍。更小的反向恢复电荷意味着更高效率、更低噪声与更优的电磁兼容性。此外，CJFET在反向恢复过程中没有导致器件失效的风险，可显著提升系统整体稳健性。
(二) 开关电源应用
(1) 适用于任何电压等级的高能效表现
为展示CJFET在电源快速开关需求下的性能，我们测试了四款不同的安森美CJFET器件在3.6kW图腾柱功率因数校正(TPPFC)硬开关拓扑中的效率。所有被测CJFET在半负载条件下均实现了超过99%的峰值效率。
(2) 同步整流(SR)技术
同步整流的实现，首先在于用可控的场效应晶体管(FET)替代谐振型电源转换器中通常在初级侧(有时也在次级侧)使用的二极管。由于这些FET的开关时序可以更直接地控制，转换器输出的直流波形能够更准确地匹配负载所需的电压和频率。
全桥移相有源桥零电压转换拓扑
以这种在AC-DC应用中日益普及的电路拓扑为例：所有通常使用二极管的开关位置均被场效应晶体管替代。“ZVT”代表零电压转换，该技术巧妙利用了主变压器的漏电感与开关的输出电容——这些通常被视为寄生元件的特性——并将其转化为优势。
例如，在标准全桥拓扑中置于初级侧外部的漏电感，现在可集成至内部。它在实现相同功能的同时，大幅缩减了占用空间。
通过有源桥移相控制，脉宽调制(PWM)可转换为固定开关频率的工作模式，这使控制实现更为简便，同时降低了开关对击穿电压的耐压要求。电磁干扰频谱也更为集中，使系统在整个宽输出电压范围内均能实现稳定且高效率的运行。
(3) 零电压开关(ZVS)
从电气工程师的角度来看，全桥功率转换过程的一大优势在于它能够实现软开关。严格来说，ZVS并非一种刻意设计的技术手段，而更像是一种可被巧妙利用的物理现象。它通过功率转换器的谐振网络(或称“谐振腔”)得以实现。
典型的零电压开关会利用电容和电感构成一个谐振电路(即“谐振腔”)。而在实际应用中，常以变压器固有的励磁电流作为便捷的替代。可以把这个励磁电流看作一种振荡信号，它能够在PFC电路中MOSFET(或CJFET)两端电压为零(或极低)时，将器件导通。
波形整形的核心思想是：在输入电压处于波峰或波谷时导通或关断输出开关，而谐振所产生的自然振荡，恰好为这种基于电感特性的开关动作提供了理想时序。
该电流被有意设置为相位滞后于谐振网络的电压，正是这种滞后引发了谐振，从而触发场效应晶体管导通(并促使其他开关按序关断)。在此过程中，开关损耗得以有效避免，EMI噪声也显著降低。
(4) 高频电源的五个转换级
这是前文介绍的图腾柱PFC完整电路图。这种全“无桥式”拓扑结构包含五个功率转换级。最左侧为硬开关，其余四个均采用软开关技术。从左至右，每个同步整流转换级的电路结构逐级简化。
对于“快速桥臂”(即硬开关)，图腾柱PFC需搭配RC缓冲器使用CJFET。若PCB布局空间受限无法容纳此元件，则SiC MOSFET可能成为唯一选择。否则，若考虑CJFET配合RC缓冲电路所能实现的性能特性，CJFET将是更优方案。
对于“慢速桥臂”(即同步整流器件)，其核心要求是具备低导通电阻RDS(on)，因此CJFET是最佳选择。
对于位于中间的初级LLC转换级(因其紧邻两个电感L和一个电容C而得名)，导通损耗是主要损耗因素。在高开关频率下，关断开关损耗是另一个关键参数，因为LLC作为一种零电压开关(ZVS)拓扑，不存在导通损耗。CJFET在配置缓冲器后已展现出极低的关断能量损耗Eoff，因此是初级LLC转换级的最佳选择。
随后的次级LLC转换级以及最右侧的O-Ring级可用于400V输出电压的设计中。对于此类高压应用，低导通电阻RDS(on)和低输出电容COSS至关重要，这使得CJFET在整个次级侧相比SiC MOSFET或Si SJ MOSFET更具优势。
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