摘要：
高功率应用的低压（LV）直流负载，例如电动汽车（EV）快充站，通常由中压（MV）电网供电。为了实现低体积，考虑使用提供中频变压器（MFT）隔离的中压交流到低压直流（MVac-LVdc）固态变压器（SST），这种变压器通常以两级系统实现，包括交流-直流功率因数校正（PFC）整流器和隔离直流-直流转换器。本文将一种新型单级隔离双向PFC整流器概念扩展至中压水平，从而获得一种在单转换器级别完成MVac-LVdc转换的SST，并且与许多模块化SST概念不同，它只使用单个MFT。SST的初级侧运行模块化多电平变换器（MMC）桥臂，其输入电压包含较大交流分量，并在准两级模式下运行以最小化单元电容。次级侧采用标准低压三相整流器，同时使用类双有源桥（DAB）的调制策略实现功率流调节并保证电网电流为正弦波。通过详细电路仿真验证了这一概念，示例系统为1MW，工作于10kV三相电网与800V直流输出之间。评估了元件受力情况，并估计转换效率为98.1%，功率密度可达0.6kW/dm³。
引言：具有兆瓦级高功率需求的低压直流(LVdc)应用通常由中压(MV)三相电网供电。传统上，低频，即电网频率变压器(LFT)提供电气隔离，并将中压交流电(MVac)电压降至如400或690V的低压交流电(LVac)电平。随后进行的功率因数校正(PFC)整流器因此不会暴露于中压电网，而另一方面，LFT相对较大的体积可能限制整体功率密度。为了实现更紧凑的系统设计和/或提供扩展功能，采用中频变压器(MFT)替代LFT的中压交流电转低压直流电固态变压器(SST)被考虑用于电动车充电、电解槽及未来数据中心等应用。
历史上，由于功率半导体器件的阻断电压有限，自然导致了多单元变换器结构，其中几个隔离的AC-DC变换器单元配置为输入串联、输出并联（ISOP）结构。然而，每个单元都包含一个必须提供全隔离电压额定值的多绕组变压器（MFT），因此需要例如大电绝缘套管。具有10kV阻断电压的高压（HV）SiC晶体管的出现，将众所周知的隔离电源拓扑的适用范围扩展到至少低中压（MV）水平，但虽然此时只需要单个MFT，通常仍然使用两个功率转换阶段（PFC整流器和隔离DC-DC变换器）。另外，在2000年代有人提出过单级MV交流—低压直流（MVac-LVdc）固态变压器（SST）拓扑，这类拓扑在中压侧采用模块化多电平变换器（MMC），直接将低频交流三相电压系统转换为施加在单MFT一次侧的单相中频电压，目前也再次被考虑。然而，MMCAC-AC前端的变换器单元需要大电容来缓冲固有的低频功率波动。另一种最近提出的单级MVac-LVdcSST拓扑[20]仅限于单向功率传输，但有趣的是，它通过将标准双晶体管半桥替换为以准二电平（Q2L）模式运行的两臂MMC结构，将已知的单级PFC整流器拓扑扩展到中压输入。
Q2L运行模式最初是为二极管箝位变换器提出的，随后也被应用于飞行电容桥臂以及MMC桥臂（注意，有一个类似概念称为“集成电容阻断晶体管单元”）。本质上，Q2L运行仅在高输出电压和低输出电压之间的转换过程中短暂使用多电平变换器结构中可用的中间电压等级；例如，在大部分时间内，输出节点连接到Q2L-MMC桥臂的两个输入端之一；参见图1。虽然这放弃了多电平变换器通常能够实现的改善谐波性能，但提供中间电压等级所需的储能元件，即Q2LMMC桥臂中单元电容器，可以减少，而准二电平输出电压波形的阶梯转换的du/dt仍然受到有利限制。
使用这种Q2LMMC桥臂，本文扩展了最近发表的单阶段双向隔离三相升降压PFC整流器概念，用于LVac到LVdc的转换，该概念在交流侧和直流侧采用标准半桥晶体管排列，以适用于MVac输入。图1显示了由此提出的SST拓扑结构，其优点包括单阶段交流-直流功率转换、支持双向功率流、最小化MMC桥臂中的储能，并且只需一个MFT。
基本操作原理：如图1所示的所提拓扑结构包括三个Q2LMMC桥臂，每个桥臂的上下臂中均包含N个串联的半桥单元。采用所考虑的Q2L调制时，上臂的所有单元在大部分开关周期Ts内要么被旁路（主开关St1=1，辅助开关St2=0），要么被插入（主开关St1=0，辅助开关St2=1）；下臂的单元则以互补方式开关，即开关节点¯a要么连接到电网端a，要么连接到换流器星点n。单个桥臂单元的开关状态只在短时间（即(N−1)×tstep≪Ts）的错开开关转换期间存在差异。由于单元电容CM因此不需要承担低频能量缓存（如传统运行的MMC），小电容CM足以维持单元电压平衡。
此外，MVac前端的Q2L输出电压波形与使用双晶体管桥臂（即半桥）[37]的LVac-LVdc系统基本相同；因此，同样的操作和调制概念也适用，因此在此仅作简要概述。交流前端通过同步切换交流侧Q2L-MMC前端的三个臂，并采用恒定50%占空比的脉宽调制（PWM），将低频电网电压ua、ub、uc转换为中频幅度调制差模（DM）变压器电压uTa、uTb、uTc（峰值幅度可达±1/2UˆAC，见图1）；注意，串联电容Cs是必要的，用于阻断所得开关节点电压的低频分量。转换器星点n与电网星点g之间的共模（CM）偏置电压不会影响生成的（DM）变压器电压，因此，这是一个可自由调节的参数，以确保臂电压uan、ubn、ucn始终为正（这是必要的，因为上臂开关St和下臂开关Sb仅具有单极性电压阻挡能力，即臂电压不能为负）。在此，通过在电网周期TAC的120°时间间隔内，将瞬时最低电网电压的相的输入端夹持到转换器星点n，可以得到合适的CM电压偏置，这通过同时旁路该相的上臂和下臂的所有功率单元（即St1=Sb1=1）来实现。由此产生不连续PWM（DPWM）操作，其中最大臂阻挡电压ˆuan限制在中压电网的线间电压幅值（见图1）。
图2a–e显示了模拟的关键波形，进一步说明了工作原理。次级整流器的操作方式如文献[37]所述，并实现了与电网电压ua、ub、uc同相的正弦波电网电流ia、ib、ic（图2b），采用空间矢量脉宽调制（SVPWM）。然后，通过在初级Q2LMMC前端与次级整流器之间的PWM承载相移ϕ∈[−π/2,π/2]来调节从电网流入的功率P，这类似于双有源桥（DAB）变换器。该关系可以近似表示为
使用开关频率fs、变压器漏感Ls，以及U_DC=kMFTUDC表示参考到初级侧的直流输出电压。注意，在图2d和2e中可以清楚地看到初级侧电压与次级侧电压之间的相位差，其中显示了变压器电流和电压（仅相a）在几个开关周期内的变化。
设计方面：所提出的SST设计示例基于表1和表2中的规格。首先，选择MFT绕组比kMFT=12，以将原边参考的输出电压U’DC=9.6kV匹配到原边变压器电压（见图1和图2e）。考虑开关频率fs=16kHz（位于可听范围的边界）并且目标额定PWM相位移角ϕN=π/4，可以通过公式(1)求解所需的变压器漏感为Ls=162µH（注意，如果MFT的漏感过小，也可以显式地串联一个电感）。串联（阻断LF）电容Cs的尺寸设置，使其在开关频率下的阻抗比漏感Ls的阻抗低约一个数量级，这里选择Cs=6µF。
如图1所示，所采用的交流前端DPWM导致臂电压最大值为ˆuan=√3Uˆac=14.1kV，该电压分别由顶臂和底臂的N个串联电池平均分担（即一个示例单元的时变电容电压为uMt1,a=uan(t)/N，见图1）。对于使用3.3kVSiCMOSFET的实现（或者，也可以使用3.3kVSiIGBT），每个臂需要N=7个单元，以将最大单元电压（额定操作）限制在ˆuMt1,a=2kV，这即使在单元电压偏差10%的情况下，也能保证足够的（30%）耐压裕量。通过交流前端的Q2L操作，转换器单元的电容器仅在短暂的错开开关切换期间才会有显著电流流过（而在大部分开关周期内，开关节点a要么连接相端a，要么连接星点n时，不会有显著电流）。因此，所需的单元电容可以根据[26]使用峰值到峰值电压纹波准则▲UC,pp计算，如下所示：
其中ITa,sw,max=120，A是由一次侧Q2LMMC桥臂切换的最大变压器电流（通过电路仿真获得）。采用SiCMOSFET可以实现较低的步进时间（即在阶梯式开关转换过程中每个中间电压水平出现的时间，见图1），t_step=500ns（在IGBT的情况下，由于开关速度较慢且互锁延迟时间较长，所需时间将为数微秒）。此外，考虑到允许的电容峰-峰电压变化ΔU_C,pp=400V（额定峰值单元电压uˆMt1,a的20%），得到较小的单元电容约为C_M=1µF。请注意，高电容值（如非Q2LMMC中）会由于臂电压的低频交流分量导致电网输入出现显著的无功电流。
臂式电感器Larm在开关转换过程中限制电池电容器之间的电流，但它们必须较小以允许负载电流快速换相。每个变换器单元可以假设产生约0.5µH的寄生串联电感，因此臂式电感器不是作为独立元件实现的，而是由N=7个寄生单元电感的总和形成，即Larm=3.5µH。臂式电感器和电池电容器形成一个谐振电路，其谐振频率为fr=1/(2π√(2Larm·CM/N))=159kHz（与开关状态无关），并且每次开关动作都会激发该谐振。由于效率要求低串联电阻且功率密度要求低电池电容，该谐振仅受到轻微阻尼。因此，为了避免过度振荡（导致晶体管电流增加），每个电池电容CM并联一个RdCd阻尼支路（按照Rd=3.2Ω，Cd=1µF）。
电池电压平衡和系统启动：已经提出了几种在Q2LMMC系统中平衡电池电压的方法，通常情况下电池电压参考是恒定的；相比之下，这里电池电压参考包含较大的低频交流分量（见图1a）。尽管如此，基于根据电池电压和开关节点电流的符号对臂中电池的开关操作进行排序的标准Q2L平衡方法仍然适用。
图3展示了所提出的启动程序，该程序确保晶体管的阻断电压保持在额定值以下。在转换器启动之前，所有臂的所有单元都已接入，并且所有单元电容CM已放电。在t=t0时，交流端通过75Ω预充电电阻连接到中压电网，以限制浪涌电流。有利的是，t=t0与某一相的DPWM钳位区间的开始时间对齐，这里是b相，它在t=t0时成为电压最负的相；因此其所有单元都被旁路（St1,b=Sb1,b=1），以将转换器星点n钳位到电网端子b。注意，a相和c相臂的单元电压分配没有被控制，而是被动建立（即由单元阻抗决定）。然而，由于每个桥臂的两个臂的所有单元同时接入（与正常Q2L工作相比），阻断电压裕度比正常工作增加了超过一倍。t=t1时，预充电电阻被旁路。随后，c相和a相分别在t=t2和t=t3的下一个钳位区间开始DPWM工作（即当对应相电压成为最负时）。进一步注意，当第一相（b相）解除钳位并开始50%PWM占空比操作时，直流输出电压UDC在t=t2时已经开始上升，因为一次侧变压器电压脉冲被二次侧MOSFET体二极管整流。t=t3时，即所有相都在进行DPWM工作后，二次侧整流器的SVM被启用，输出电压UDC和/或功率传输P可以根据(1)通过PWM载波相移ϕ进行调节。
组件应力与性能评估：基于详细的电路仿真（PLECS），针对考虑的规格P=PN=1MW，对关键组件应力和使用最先进SiC功率器件的转换器效率进行了粗略估算，见图2。在该额定工作点，初级侧RMS变压器电流为ITa=136A（其他两相的应力相同），约为电网RMS电流Iac=59A的两倍，因为DM变压器电压仅为电网相电压的一半，见图1。转换器单元的主开关（St1和Sb1）RMS电流相同，为99A，而Q2L操作导致辅助开关St2和Sb2的电流应力显著降低，仅为8A。由于电压等级较低，次级整流器晶体管的RMS电流应力较高，仿真结果显示高侧晶体管为ISA=930A，低侧晶体管为IS’A=1340A，因此有必要将单个功率模块并联，或者可以考虑将多个整流器单元并联。
晶体管导通损耗是基于制造商提供的随温度变化的损耗模型进行建模的，假设散热器温度为70°C。硬开关损耗也由这些模型提供，而软开关损耗则近似为硬开关损耗的10%。在Q2LMMC前端的转换单元中，四个并联连接的G2R50MT33K3.3kVSiCMOSFET被用于实现主开关St1，而辅助开关St2仅需一个G2R50MT33K器件（注意，目前没有芯片面积更小的3.3kV器件）。上臂和下臂单元的开关电流不完全相同，但由于大多数转换为软开关，上臂和下臂主晶体管的导通损耗和开关损耗之和几乎相同，即PSt1,a=PSb1,a≈172W。辅助开关的损耗如预期的要低得多，即PSt2,a=9W和PSb2,a=4W。与每个单元电容并联的RC阻尼支路每个单元消耗29W。因此，三个Q2LMMC桥臂的总损耗（包括阻尼支路中的损耗）总计约8.7kW，约占额定功率PN的0.9%。鉴于电流水平更高，对于整流器开关SA和S’A，考虑四个并联的CAB760M12HM31.2kV功率模块，模拟损耗分别为PSA=520W和PS’A=1052W，因为整流器开关在大部分电网周期内也是软开关。整流器半导体总损耗约为4.7kW，约占额定功率PN的0.5%。假设典型MFT实现的损耗为0.5%（5kW），估计整体系统效率约为98.1%。这对于最先进的MVac-LVdcSST而言是一个有竞争力的数值，并为电网侧输入滤波器的损耗留出了一些余量。
同样，所提出的SST的体积功率密度可以基于主要组件进行估算。首先，假设采用强制空气冷却，散热器的体积可以通过冷却系统性能指数CSPI=10W/(K·dm³)进行估算；结合上文计算的总半导体损耗、最高散热器温度为70°C以及环境温度为45°C，我们得到约50dm³。通过保守地假设基于文献中报告的已建原型的功率密度为3.5kW/dm³，MFT的体积估计为285dm³。电容器单元例如可以使用1µF、2kV的WIMAMKP1U041007J薄膜电容器实现，而串联电容器则通过两个3µF、2.9kV(rms)的AICE51.R11-302R20/H并联（由于高rms电流），总共约为13dm³；其中串联电容器贡献约50%。有趣的是，Q2LMMC前端中单元电容器CM、Cd和串联电容器Cs中存储的峰值能量可以计算为
导致WC=321J（wC=WC/PN=321J/MW），相比通常至少有wC=10kJ/MW的传统MMCs，约低30倍。最后，考虑到体积放大系数为5到10，以涵盖绝缘间距、机械组装结构、电网滤波器和外壳，我们估计总转换器功率密度约为ρ≈0.3kW/dm3至ρ≈0.6kW/dm3，这与可比的MVac-LVdc转换方案在同一范围内。尽管上述效率和功率密度的估算结果令人鼓舞，最终，只有完全额定的原型系统才能与替代方案进行直接的定量比较。然而，所提出的单级SST拓扑结构相比完全模块化的SST拥有明显的概念优势，因为它仅使用一个必须提供大隔离距离以承受如IEC62477-2等标准要求的雷击冲击测试的单个MFT。
结论：本文提出了一种单级三相中压交流-低压直流（MVac-LVdc）固态变压器（SST）概念，该系统仅使用一个中频变压器（MFT），从而简化了隔离协调、降低了模块化多电平转换器（MMC）型前端的储能，并具备双向功率流能力。通过在MFT中压侧采用准两级（Q2L）模式运行的MMC型桥臂、MFT二次侧使用标准三相整流器以及类似双有源桥（DAB）的调制技术，实现了双向功率流调节和正弦形电网电流。对一台典型1兆瓦系统的详细电路仿真揭示了关键元件应力，并便于估算系统效率（98.1%）和功率密度（高达0.6kW/dm³），这两项指标均与其他MVac-LVdcSST概念具有竞争力。未来的研究应针对其他单级和双级MVac-LVdcSST概念进行详细的定量对比评估，并最终实现所提出系统的全尺度硬件验证。
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