摘要：
随着碳化硅器件的发展，基于固态变压器SST（solidstatetransformer）的充电站供电架构相比传统基于工频变压器的方案在效率、功率密度及扩展性等方面已展现出优势。为此，提出一种基于三电平功率单元输入串联输出并联的模块化SST。其中，隔离DC-DC级采用串联半桥LLC变换器，分析其软开关实现条件和参数设计表明，与中点箝位型三电平LLC相比更易实现ZVS，更适合高频高效运行。为实现单元间均压均流，基于后级均压前级均功率的协调控制思想，提出一种基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，可同时实现均压、均功率和输出电压二次调节等多个目标。所提方法在一台电压10kV、功率360kW的SST样机上得到了实验验证。
近年来，随着新能源汽车续航里程的增加及动力电池技术的发展，大功率快充已成为重要趋势的同时，对充电设施提出了更高要求。传统采用工频变压器LFT（line-frequencytransformer）的供电架构已显现诸多弊端，例如转换环节复杂、效率和功率密度较低、不易扩展等。而基于固态变压器SST（solidstatetransformer）的分布式模块化供电架构具有灵活的扩展性，可按需扩容，节省投资。SST除了取代传统的配电变压器外，还可以提供直流端口，供直流充电桩、光伏发电和储能设备高效接入。另外，高频SST占地面积小，在土地资源紧张的大城市里也是一个优势。随着碳化硅SiC（siliconcarbide）器件的发展，高频高效模块化固态变压器已成为研究热点。
以1MVA、10kVAC/800VDC系统为例，分别从材料成本、重量、体积和损耗等方面比较评估了SST和“LFT+AC/DC”这两种方案，综合来看，基于SST的方案潜在优势明显。然而，目前大部分SST采用PWM型隔离DC-DC拓扑，其软开关范围受限导致开关频率较低，通常不超过20kHz，功率密度仍然不够高。另外，由于目前主流商用SiCMOSFET的耐压水平不高于1.2kV，若采用两电平拓扑，需采用12个左右的单元级联才能满足10kV中压系统的接入。而单元数目越多，所含的隔离变压器数量也越多，另外配套的光纤通讯及控制器、结构连接件等都会相应增多，增加了SST系统的复杂度和成本，也不利于系统功率密度的提升。为减少单元数目，本文提出一种基于三电平功率单元输入串联输出并联的模块化SST。针对其中关键的高频、高效、高输入电压隔离DC-DC级，采用串联半桥（SHB）型LLC谐振变换器，工作在200kHz谐振频率附近，开关频率约为目前业界的10倍。为实现高频高效，分析了其ZVS软开关条件并给出了解析模型。基于该模型对比了二极管中点箝位型DNPC（diodeneutral-pointclamped）三电平LLC的ZVS条件，结果表明SHBLLC更易实现ZVS。
单元间的均压均流是SST系统级控制的关键目标，关系到安全稳定运行。由于SST包含前后两级变换电路，控制自由度比较多。常见的控制策略主要分为两大类：一类是前级AC-DC负责均压，后级DC-DC负责均流或均功率控制；另一类是后级负责均压，前级负责均功率控制。由于前级均压控制策略在极轻载时存在一定的局限性，本文基于后级均压前级均功率的协调控制思想，采用一种基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，同时实现了均压、均功率和输出电压二次调节等多个目标。
针对三相间的二倍工频环流问题，提出了基于LLC输出电流谐振控制器的频率补偿方法，可以有效抑制相间的二倍频环流。最后，搭建了2台电压10kV、功率360kW的SST系统，采用对拖的方式进行了全电压满功率测试，并在某快速充电站进行了示范应用。
1.基于三电平功率单元的模块化SST
本文提出的SST架构如图1所示，每相由N个相同的三电平功率单元（Cell1~N）在交流侧输入串联、直流侧输出并联构成，且三相直流输出也并联，形成一共同的直流母线。图1给出的是三相星接SST系统示例，其也可以采用三相角接方式。
每个单元由前级三电平AC-DC变换器和后级三电平隔离DC-DC变换器组成，前后级通过共同的直流链（DC-link）相连接，并且共中点连接，直流链总电压为Vdc。其中，前级采用DNPC三电平H桥电路，输入级联，并通过滤波电感Lf接入中压电网。相比常规的两电平H桥，基于三电平H桥的单元数目可以减少一半，有利于降低系统复杂度和成本。后级采用SHBLLC谐振变换器，原边桥臂由2个半桥串联构成。虽然谐振电容Cr上需要额外承担Vdc/2的直流偏置电压，但是该拓扑结构简洁，仅需4个开关管，并且所有开关管的电压应力不超过Vdc/2，而基于DNPC桥臂的三电平LLC多了2颗箝位二极管，并且这两种三电平LLC的工作方式及其软开关条件也不相同，根据软开关条件分析和对比可知，SHBLLC比DNPCLLC更易实现软开关，为满足高频高效的SST应用需求，因此后级选取SHBLLC拓扑。
1.1两种三电平LLC软开关条件比较
2种三电平LLC变换器的拓扑如图2所示。
SHBLLC基本工作波形如图3所示。
2个外管Q1和Q4同开同关，2个内管Q2和Q3同开同关，忽略死区时间Td，占空比均为50%。SHB桥臂输出电压VAB呈现两电平波形。图3（b）是在正半周期时Q1和Q4关断、Q2和Q3开通的开关过程瞬态波形。以该开关过程为例，分析SHBLLC的ZVS条件。
在t1时刻，Q1和Q4关断，谐振电流开始对Q1和Q4的寄生电容充电，同时对Q2和Q3的寄生电容放电，在t2时刻Q2和Q3的端电压均下降到0，即VAB=0，此时换流完成，Q2和Q3可以ZVS开通。t1~t2时段为换流时间，记为Δtc。需要注意的是，谐振电流iLr将在t3时刻过零，Q2和Q3不能晚于t3时刻开通，否则反向电流将使Q2和Q3的端电压回升。t1~t3时段为谐振电流过零时间，记为Δtz。
Q2和Q3既要在换流完成时间Δtc之后开通，但又要早于Δtz开通，才能实现ZVS，因此ZVS条件可以表示为不等式约束，即
分别给出Δtz和Δtc的推导过程。以t1时刻为新的时间起点，则谐振电流时域表达式为
式中：Vo为输出电压；Ro为负载电阻；Lm为励磁电感；fr和ωr分别为谐振频率和角频率；n为变压器匝比。
经过Δtz时间，谐振电流过零，即
整理后可得
对谐振电流式（2）进行积分，可得电荷量表达式为
在换流时间[t1～t2]内，有
利用电荷平衡原则，则电荷为
式中，Ce1为换流过程中对开关管寄生电容CjQ充放电时的等效电容，Ce1=2CjQ。
将式（6）和式（7）代入式（8），整理得
由式（3）得
将式（10）代入式（9），整理得
DNPCLLC的ZVS条件推导方法类似，且Δtz与SHBLLC相同，只不过DNPCLLC的换流过程更复杂，Δtc由三段换流时间构成，详细分析过程，本文仅给出2种三电平LLCZVS条件仿真对比结果。
考察软开关条件解析表达式可以看出，Δtz和Δtc均与励磁电感Lm相关，也就是说Lm的大小影响到这两种三电平LLC软开关实现，而Lm是LLC电路最关键的优化设计参数之一，因此需要分析在不同Lm取值下的ZVS条件。通过PSIM电路仿真验证上述ZVS软开关条件解析模型。仿真电路参数如表1所示。
仿真结果如图4所示。
图中的阴影部分表示两种三电平LLC变换器的ZVS区域，在该区域内设计励磁电感和死区时间，即可满足ZVS条件。对比可以看出，SHBLLC的ZVS区域范围更宽，相同开关频率条件下，可以设计较大励磁电感或较小励磁电流的中压隔离变压器；或者，给定变压器及其励磁电感参数，SHBLLC可以设置更小的死区时间即可实现ZVS，可以减小占空比损失，尤其是对于运行在高达200kHz开关频率的SST。总之，SHBLLC比DNPCLLC更容易实现ZVS，因此更加适合高频高效运行。
1.2三电平功率单元的中点电压平衡
考虑器件耐压，为了三电平功率单元的安全运行，有必要进行中点电压平衡控制，即通过控制手段使得正、负直流母线电容Cp和Cn的电压平衡，即各为Vdc/2。由于单元的前后级共中点连接，中点电压平衡控制既可以由前级负责，也可以由后级负责。前级针对三电平H桥的中点平衡控制方法，本质上都是通过调整零电平的作用时间或占空比，利用网侧电流对电容中点进行充放电，达到平衡中点电压的目的。因此，其控制效果受网侧电流的影响，当轻载时电流比较小时，调制波可能超出线性调制区，甚至出现过调制。另外，当空载运行时，电流符号的判断有可能受限于电流检测精度导致误判。总之，在SST应用中，前级做中点平衡控制具有诸多局限性，本文采用后级SHBLLC做中点平衡控制，其基本原理是将上下两个半桥的开关信号进行适当移相，产生Q1和Q3导通或者Q2和Q4导通状态，利用谐振腔电流对中点进行充放电，从而控制中点电压平衡。特别是在轻载下，可以利用burst模式的空闲期短时短路变压器的副边，增大谐振腔电流，大大增强了中点平衡控制能力，实现了全负载范围的中点平衡。需要说明的是，当进行移相后，Q1和Q4、Q2和Q3不同开同关，桥臂电压从两电平变成了三电平，只不过由于实际中正常的硬件设计不会造成中点很不平衡，因此该移相角极小，也就意味着中间电平的占空比非常小，对谐振变换器的电压增益特性影响几乎可以忽略。
2.单元间均压均流控制
现有文献中SST采用后级均压控制策略者更多。例如，针对谐振变换器拓扑提出了固定电压变比的想法，由于所有单元的输出并联，输出电压相等，因此通过固定变比控制间接实现了Vdc相等，即实现了单元间均压。具体的做法是，让开关频率固定在谐振频率fr附近，类似直流变压器（DCX）工作。前级负责控制输出电压，且前级各单元共用电压调制波，利用输入串联电流相等的电路特点，可以简单地实现均功率。然而，该方法存在二倍频功率波动的问题，增加了后级的导通损耗，降低了效率。
2.1基于直流链电压反下垂的分布式控制方法
针对现有均压均流控制策略的不足，本文提出一种基于后级SHBLLC输入电压即直流链电压反下垂的分布式均压控制方法，其控制策略框图如图5所示。
图5中，前级采用一个系统集中控制器，负责控制DC-link平均电压Vdc_avg，以及网侧电流ig，且前级每相内各单元共用电压调制波或占空比dj，利用输入串联电流相等的电路特点，可以简单实现均功率，记每个单元AC-DC级的输入功率为PA2D。后级各单元采用分布式控制器，负责就地控制直流输出电压Vo，各个单元的输出电压参考值Vo_ref根据其输入电压，即DC-link电压Vdc，基于反下垂或者“上翘”规律变化，如图6所示。具体地，第i个单元的输出电压参考值Vo_refi可以表示为
式中：Vset为额定输出电压参考值；Vdci为第i个单元的DC-link电压；Vdc_avg为所有单元的DC-link电压平均值；Kd为“上翘”斜率系数。
基于反下垂均压控制策略的基本原理是不失一般性，假设第i个单元的DC-link电压Vdci偏高，则根据图6中所示的“上翘”曲线，其输出电压参考值Vo_refi将增大，经过电压环路调节后其开关频率将降低，使得该单元的后级DC-DC变换器输出功率增大，而DC-link电压模型可以表示为
式中：Cdc为DC-link电容；PA2Di为单元AC-DC级的输入功率，且各单元的PA2Di相等，即PA2Di=PA2D；PD2Di为单元DC-DC级的输出功率，这里假设忽略AC-DC级和DC-DC级的功率损耗。
由于各单元的PA2Di相等，根据式（13），易知DC-link电压的差模将由PD2Di决定，因此，当PD2Di增大时Vdci将降低，实现了均压的效果。同理，当第i个单元的DC-link电压Vdci偏低时，根据“上翘”曲线，其输出电压参考值Vo_refi将减小，使得该单元的输出功率减小，根据式（13），当PD2Di减小时Vdci将升高，重新趋于平衡状态。因此，输出并联的多SHBLLC变换器系统采用反下垂控制可以实现输入均压。
当所有单元的DC-link电压平衡时，即Vdci=Vdc_avg（i=1，2，…，N），代入到式（12）中，可得Vo_refi=Vset，表明此时输出电压也调整到其额定参考值，无需对输出电压进行二次调节，即同时实现了输入均压和输出电压二次调节两个控制目标。且当所有单元的DC-link电压进入平衡稳态时，由式（13）可知，此时PD2Di=PA2Di=PA2D，也实现了DC-DC级的均功率或均流。
需要指出的是，式（12）中的协调量Vdc_avg也可以替换为Vdc_ref，因为在前级的协调控制，稳态时Vdc_avg=Vdc_ref。
综上，基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，同时实现了均压、均功率和输出电压二次调节等多个控制目标。
2.2三相间的二倍工频环流抑制
基于级联架构的三相SST系统，本质上是由3个单相系统组合出来的，单元的输入功率PA2D中存在二倍工频波动成分，因此DC-link电压，也就是DC-DC级的输入电压Vdc中也存在二倍频波动，而三相单元的Vdc中的二倍频波动电压相位互差120°，当所有的输出并联在一起时，三相Vdc间的压差将造成三相单元的输出功率PD2D中存在二倍频环流功率。
上述基于直流链电压反下垂的控制策略仅实现了DC-DC级的稳态平均功率均衡，对二倍频或其他谐波次环流并没有抑制作用。针对该问题，可以在图5所示的控制策略基础上再结合SHBLLC输出电流的谐振控制器，可以针对二倍频或其他特定次的谐波环流进行抑制。具体的做法是将SHBLLC输出电流io反馈到一个谐振控制器，产生开关频率的补偿量Δfs，叠加到电压环输出的开关频率中。控制框图的其他部分同图5，不再赘述。
3.实验验证
为了验证所提控制策略的有效性，搭建了2台电压10kV、功率360kWSST系统测试平台，如图7所示，采用对拖的方式进行了全电压满功率测试。每台SST为“3×8”系统配置，即三相星接系统，每相包含8个功率单元。每台SST由1个输入柜、2个功率柜和1个输出柜组成，其中功率柜里总共包含24个功率单元，其内部结构如图7（b）所示。
SST功率单元样机及里面的中压高频隔离变压器如图8所示，功率单元的额定功率为15kW，输出电压为1050V，其中，SHBLLC隔离DC-DC变换器中的变压器工作在200kHz谐振频率附近。
前级AC/DC整流器的输入滤波电感为15mH，由于单元间采用了载波移相调制，开关管的开关频率为2kHz，可以节省开关损耗。
图9为SST在10kV输入电压、满功率360kW条件下的实验波形。可以看到，直流输出电压稳定控制在1050V，网侧电流为正弦波，且与电网电压同相位，即单位功率因数运行。需要说明的是，电网电压vAB为线电压，经过电压互感器150∶1降压后接入测量示波器，网侧电流iB以流出SST为正方向。
图10为24个功率单元内部的DC-link电压录波数据波形。可以看出，所有单元之间实现了均压，并且所有单元内部的正负半DC-link电压VdcP和VdcN都重合在一起，表明中点电压也都是平衡的，验证了本文所提均压控制方法的有效性。
图11为SST系统效率测试结果。可以看出，满载效率为98.0%，半载时达到了峰值效率98.4%，且在较宽的负载区间内效率超过了98%，实现了高频高效的目标。
最后，该SST被运用在美国某超快速电动汽车充电站示范项目中，该示范项目现场如图12所示，SST为“3×9”系统配置，输入交流13.2kV三相中压、输出直流电压1050V，提供给后面的DC-DC充电机，充电机输出电压范围为200~1000V，最大电流400A，总功率为400kW，预计充电10min可以提供约290km的续航。1050V直流母线将来也可以接入电池储能系统和分布式光伏发电系统，组成一个直流微电网。
4.结语
本文提出一种采用SiC功率器件和三电平拓扑的高频高效功率单元，并将多个功率单元输入串联输出并联组成一台模块化的SST，可灵活配置应对不同的输入电压等级。首先分析并仿真对比了DNPCLLC和SHBLLC两类三电平拓扑的ZVS条件，结果表明，SHBLLC具有更宽的ZVS范围，更易实现ZVS，意味着SHBLLC比DNPCLLC更适合高频高效运行。基于后级均压、前级均功率的协调控制思想，提出一种基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，同时实现了均压、均流和输出电压二次调节等多个控制目标。然后，搭建了基于SiCMOSFET的15kW三电平功率单元，其中，变压器工作在200kHz谐振频率附近。基于该功率单元，搭建了10kV、360kWSST系统样机，验证了单元间均压均流等控制策略。最后，以电动汽车快速充电站为例展示了SST高频高效优势，系统效率在较宽的负载区间内均高于98%。该SST有望在未来的快速充电站中应用，并带来一个全新的高频、高效、全模块化、分布式供电架构。
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