摘要:
实时监测结温对碳化硅（SiC）金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）温度管理、可靠性评估和寿命预测具有重要意义。利用热敏电参量（TSEP）法，本文提出一种基于开通米勒电压的在线监测电路实现SiC MOSFET结温的在线监测。首先，建立了开通米勒电压与结温相关性的理论模型，分析相关参数对结温敏感性的影响。其次，设计了一种开通米勒平台电压的在线检测电路，该电路能够快速捕获SiC MOSFET在开通过程中进入米勒平台的时刻，并准确检测米勒平台电压。进一步，基于双脉冲测试，验证米勒平台电压具有较高的结温敏感度和线性度。最终，将所提方案应用于Buck变换器实时监测SiC MOSFET结温，验证了所提方法的可行性和有效性。
引言
目前，SiC MOSFET以其高开关速度、低导通损耗和高热导率等优点，在航空航天、交通运输以及新能源等领域得到了广泛应用，各领域对其可靠性要求也越来越高。现有研究表明，功率器件是变流系统中失效率最高的组件，占比约为34%，而结温是导致功率器件失效的主要原因。因此，准确地监测SiC MOSFET的结温对于其温度管理、可靠性评估和寿命预测具有重要意义。
现有的结温监测方法包括物理接触法、光学方法、热网络模型法以及TSEP法4类。其中，TSEP法是利用外部电气参量实现器件结温在线监测，其热响应速度快、成本低且无需破坏器件封装，是目前在线结温监测的研究热点。
相比IGBT,SiC MOSFET具有更低的导通电阻、更高的开关频率以及更低的结温灵敏度，使得难以将IGBT的TSEP监测技术直接应用于SiC MOSFET，使得在线监测器件难度较大。利用通态电阻与结温的相关性，设计了SiC MOSFET通态压降实时测量电路，并同时测量负载电流以实时获取通态电阻。但是，SiC MOSFET沟道电阻和漂移区电阻存在不同的温度系数，这使得导通电压随结温呈现非线性特性，甚至呈现非单调特性；另一方面，小负载电流下的通态压降测量精度较差。SiC MOSFET的阈值电压与结温呈现良好的线性关系，且具有负温度系数。设计了SiC MOSFET阈值电压在线测量电路，提出一种利用多项式拟合阈值电压的测量算法以避免测量电路中的振荡干扰，然而复杂的算法受限于控制器的工作频率，将影响算法的时效性；提出利用不同驱动电压下的饱和电流值来间接计算阈值电压，然而SiC MOSFET处于饱和区将产生较大的损耗，影响器件使用寿命。
从线性度、敏感度、耦合关系以及实现复杂性等多个角度综合对比了SiIGBT和SiC MOSFET在线结温检测的TSEP，其中开通阶段米勒平台阶段的栅极电流和栅极电压具有较好的温度敏感性和线性度。对此，设计了SiC MOSFET开通米勒平台电压在线测量电路，基于阻容分压电路触发栅极米勒平台电压的采样，但这一过程易引发信号延迟与瞬态失真，影响采样时刻的准确性。将栅源极电压与略低于米勒电压的给定参考值进行比较，并利用比较器的输出延迟时间测量实际的米勒电压值。该测量方法仅适用于IGBT，且不同型号的SiC MOSFET的米勒电压差异较大，导致该方法每次在测量前，均需提前调整比较器的给定参考值，导致其适用性较差。
本文提出一种米勒平台电压的测量电路，实现SiC MOSFET结温的在线监测。首先分析了米勒平台电压与结温的相关性，以及负载电流和驱动电阻对结温检测的影响。其次，提出了一种提高米勒平台电压结温敏感性和测量可靠性的栅极驱动方案。最终，针对现有米勒电压检测电路存在的问题，设计了一种开通米勒平台电压的在线测量电路以快速捕获SiC MOSFET在开通过程中进入米勒平台的时刻，并准确检测米勒平台电压。最终在双脉冲测试平台和Buck变换器下，对所提结温测量方法的可行性进行了实验，验证了本文所提方法的可行性和准确性。
2、开通米勒平台电压与结温相关性分析
在SiC MOSFET漏源极电压uds上升或者下降的阶段，米勒电容CGD作为功率回路与栅极回路的反馈通道，使得栅源极电压ugs保持不变，称此时刻电压为米勒平台电压。米勒平台电压与负载电流相关，如式（1）所示：
米勒平台电压UGP是阈值电压Uth、跨导gfs和负载电流IL的函数，而Uth和gfs是受结温影响的参量，因此米勒平台电压同样与结温相关。根据转移特性曲线，可以得知UGP与结温呈负相关，随着结温增加，UGP呈明显下降趋势。
利用数据手册拟合转移特性曲线可获取SCT3060AR不同结温下的gfs和Uth，根据式（1）可获得不同负载电流和不同结温下的UGP，图1为不同负载电流和结温下的米勒平台电压计算值。由图1可知，UGP与结温呈现明显的负温度特性，且线性度良好；此外，在整个负载电流范围内，米勒平台电压都保持较高的结温敏感度。因此，可将米勒电压作为SiC MOSFET的TSEP用于实现在线结温监测。
米勒电压不仅受负载电流影响，栅极电阻也将对其造成影响。受内部栅极电阻Rgin影响，测量得到的米勒平台电压UMP计算如式（2）所示：
式中：Ugg为栅极驱动器输出给定驱动电压；Rgext为外部驱动电阻。
由于SiC MOSFET的内部栅极电阻Rgin在整个温度范围内变化很小，因此UMP呈现与UGP相同的负温度特性。
由式（3）可知，Rgext将影响米勒平台电压测量值的结温敏感性，增加Rgext可明显提高米勒平台电压测量值的结温敏感度∂UMP/∂Tj:
式（4）说明了外部栅极电阻还与米勒平台持续时间TGP呈正相关：
式中：UDC为母线电压；Udson为SiC MOSFET的导通压降。
较大的栅极电阻可延长米勒平台电压的持续时间，这有助于进一步提高SiC MOSFET米勒电压测量值的准确性。
3、米勒平台电压在线测量
3.1、可调栅极电阻的驱动电路
由上述分析可知，增加外部栅极电阻可以提高米勒平台电压的结温敏感性，并且可以避免开通过程中米勒平台振荡对米勒电压测量的影响。均采用了类似的方法分别用于提高关断延迟时间和阈值电压的结温敏感性。此外，选择较大的栅极电阻可使得米勒平台电压与栅极驱动和布局设计无关。然而，这将带来开关损耗的增加。因此，设计了栅极电阻主动可调的驱动电路，在需要在线结温监测的开通瞬态采用相对较大的栅极电阻；否则采用较小的正常值。此外，考虑到冷却系统的热容以及结温较大的时间常数，因此无需频繁测量SiC MOSFET结温。
基于上述分析，设计外部栅极电阻为150Ω，并进一步设计了图2所示的可调栅极驱动电路，其中，UCC为驱动正向电压，UEE为驱动负向电压。在测量结温的周期，通过使能信号EN控制SiC MOSFET慢速开通，对应的开通电阻为Ron＿s；其余周期采用较小的驱动电阻Ron＿f快速开通SiC MOSFET。其中，Ron＿s=150Ω，Ron＿f=10Ω，Roff1=Roff2=15Ω。
3.2、米勒电压在线测量电路
与SiIGBT相比，SiC MOSFET的米勒平台非平整，该特性使得现有检测电路可能导致错误切换甚至引发意外的系统停止，因此需要一种用于SiC MOSFET的更高带宽的检测电路。对此，本文基于SiC MOSFET开通瞬态特性，提出一种新的米勒电压在线测量电路。图3为SiC MOSFET开通瞬态过程示意图，ig为栅极电流，id为漏极电流，uSs为功率源极与驱动源极间寄生电感的电压，表达式如式（5）所示：
式中：Lsk为驱动源极寄生电感；LkS为功率源极寄生电感。
t1～t2时刻，ugs和ig上升，使得Lsk上形成较小的正向感应电压。t2时刻，ugs上升至阈值电压Uth，此时id开始快速上升并在功率源极寄生电感上形成负向感应电压使得uSs为负。直至t3时刻，ugs进入米勒平台，uds开始快速下降，id上升至反向恢复电流峰值IP，此时漏极电流变化率did/dt为零，对应uSs为零。此后，漏极电流由IP下降并衰减振荡至负载电流。相应地，uSs过零后进一步转为正向电压，与漏极电流同步衰减振荡为零。
上述分析表明，在进入米勒平台的t3时刻，不仅uds开始下降，同时，驱动源极与功率源极间寄生电感的感应电压由负压上升为正压。利用这一点，本文提出通过捕获驱动源极与功率源极电感电压的过零时刻来准确识别SiC MOSFET进入开通米勒平台时刻方案，进一步实现米勒电压的在线测量。基于上述思路，设计如图4所示的开通米勒平台电压的测量电路，分为阈值触发、采样保持和数据转换3个部分。
阈值触发部分电路的功能是通过检测米勒平台电压来准确识别米勒平台的时刻。利用差分电路和比较器电路来调理共源极电感电压以准确捕获过零时刻。然而，在SiC MOSFET开通过程中，由于对管结电容与功率回路杂散电感串联振荡，漏极电流呈现欠阻尼振荡变化，使得共源极电感电压也存在明显的振荡。这将会显著干扰共源极电感电压过零时刻的捕获。
针对上述问题，为增加检测电路的抗干扰性，阈值触发电路加入D触发器逻辑电路来消除由于振铃电流引起的干扰。如图4所示，将比较器输出信号Ucomp作为D触发器的时钟输入信号，并结合PWM1作为控制信号。通过触发器电路，只有比较器输出的第1个脉冲的上升沿才能控制触发器输出电压USH，从而控制采样保持电路。D触发器的输出取决于脉冲上升沿之前的PWM状态，此时PWM已为高电平状态。然而，为确保比较器输出的第1个脉冲上升沿时刻为共源极电感电压过零时刻，即进入米勒平台的时刻，一方面需要谨慎选择比较器的参考值Uref，另一方面需要提高检测电路的带宽，降低检测延迟。
对于参考值Uref，设定过小将受栅极电流在驱动源极寄生电感Ls上形成的感应电压影响造成误触发。而当Uref设定过大，将导致Ucomp脉冲宽度过窄难以被D触发器检测。基于上述分析，本文设定比较器参考值电平为600mV。
对于检测延迟，相比现有文献的米勒平台电压测量方案，本文提出的测量方案将具有更快的响应速度。本文采用的运算放大器LM7171的延迟时间为5ns，采用的高速电压比较器TLV3501的延迟时间仅为4.5ns，逻辑电路D触发器的延迟时间为1.4ns，因此计算获得检测电路动作最大延迟时间为10.9ns。
为验证上述分析，针对两种不同型号的SiC MOSFET进行实验，验证上述阈值触发电路的原理与功能，如图5所示。进入米勒平台时，漏极电流上升至开通反向恢复尖峰值，共源极电感电压值对应地由负压转为正压。而本文提出的检测电路能够及时并准确捕获共源极电感电压时刻并克服振荡干扰，且检测延迟时间小于15ns。两种SiC MOSFET进入米勒平台时刻的准确捕获，验证了所提检测电路对不同型号的SiC MOSFET均具有适用性。
与SiC MOSFET的快速开关过程相比，ADC转换芯片的采集速度慢得多，因此为实现米勒平台电压的准确测量，需要加入采样保持电路。在ugs上升至米勒平台时，利用阈值触发电路的输出USH控制模拟开关断开，采样保持电路切换至保持状态，从而使得保持电容Uhold保持在米勒平台电压。为确保采样保持电路可及时跟随ugs，以运算放大器线性区的最大输出电流Ioutmax可满足保持电容电压跟随ugs所需的充电电流为约束，求取保持电容的最大容值，如式（6）所示。另一方面，为确保采样保持电路能够稳定保持电压，以运算放大器的输入偏置电流IB小于保持电容电压最大下降速率对应的电容电流为约束，求取保持电容最小容值，如式（7）所示。因此，设计保持电容Chold=2nF。此外，为尽量避免电容介质本身的泄露电流导致保持电容电压下降，需采用泄露电阻大的聚苯乙烯电容。
图6和图7为两种不同型号SiC MOSFET的米勒电压测量过程。由图6(a）和图7(a）可见，在跟随状态下，保持电容电压Uhold跟随ugs至米勒平台电压并切换至保持状态，且在整个周期都稳定保持在米勒电压测量值UMP，这验证了所提米勒电压测量电路对不同型号SiC MOSFET具有适用性。
4、实验验证
4.1、双脉冲实验平台
表1为双脉冲实验平台的具体参数，利用双脉冲实验平台进行米勒电压、负载电流以及结温的离线校准。离线校准实验中，双脉冲对器件自热效应忽略不计，采用加热台持续加热被测器件直至SiC MOSFET达到热稳态后，利用红外测温仪进行壳温测量，认为此时的壳温等于结温。本文选用来自不同厂商的两种不同型号的650VSiC MOSFET作为被测器件，离线校准25～125℃温度范围的结温模型，进一步验证所提方法的有效性和适用性。
4.2、DPT实验平台下的结温校准
基于双脉冲实验平台，在25～125℃温度范围内，设置5个温度测试点，并在每组温度下进行多个不同电流的结温与米勒电压的校准实验。图8(a）、（b）为17A开通电流下，SiC MOSFETA和SiC MOSFETB分别在不同结温下测量得到的米勒平台电压值。随着结温增加，测量得到的米勒平台电压相应下降，与理论分析一致，即米勒电压与结温呈现负温度特性。图9(a）、（b）分别展示了两种型号SiC MOSFET在不同结温和负载电流下的米勒电压测试值，可见，在不同负载电流下，米勒平台电压与结温均呈现良好的线性度，有利于实现离线校准。此外，整个电流范围内米勒平台电压都保持较高的结温敏感度，SiC MOSFETA的米勒平台电压的结温敏感度保持大于7.3mV/℃，SiC MOSFETB的米勒平台电压的结温敏感度保持大于9.0mV/℃，有助于保证结温在线监测的准确性。
本文所提方法与目前现有的TSEP法的对比如表2所示，可以看出本文基于米勒平台电压监测结温的方法具有较高的结温敏感度，对于在线监测结温具有较好的优势。
4.3、Buck实验平台下的结温验证
4.3.1在线结温监测平台
基于上述双脉冲平台校准得到的工况数据，利用多项式拟合结温、米勒平台电压和负载电流从而获取离线校准模型。由于米勒平台电压与SiC MOSFET结温具有良好的线性关系，而负载电流与结温为非线性关系。因此，本文对米勒平台电压采用线性拟合，对负载电流采用3次方多项式拟合。选取离线校准获得的34个点（共35个点）进行拟合，并利用剩余的点进行拟合误差的验证。SiC MOSFETA和SiC MOSFETB分别对应的拟合表达式如式（8）和式（9）所示。对于SiC MOSFETA，利用剩余的点（8.012V,13.6A,75℃）验证，拟合表达式得到的SiC MOSFET的结温为75.9℃。对于SiC MOSFETB，利用剩余的点（8.051V,23.8A,125℃）验证，拟合得到对应结温为126.5℃。拟合误差不超过2%。
基于上述结温与负载电流和米勒平台电压的校准模型，进一步搭建如图10所示的结温在线监测平台。控制器在需要监测结温的开关周期调节栅极驱动器，使得SiC MOSFET减慢开通速度，同时控制器在避开开通瞬态后分别控制ADC进行负载电流和米勒平台电压的测量。最终，控制器依据离线获取的结温模型，计算当前结温，最终控制DAC输出对应结温。此外，控制器将ADC采样的数据通过串口发送给上位机，以便实时监控。
4.3.2、Buck连续工况下的结温在线测量验证
为了在连续运行的变换器中使用所提结温在线估计方法，本文搭建了Buck变换器进行结温在线监测验证。Buck实验平台的相关参数如表3所示。
利用上述所建的Buck实验平台，在被测SiC MOSFET和散热器基本达到热平衡时，利用所搭建的结温在线监测平台实时监测结温，并将所提方法的结温测量结果与红外测温仪测量结果对比验证。
图11(a）为SiC MOSFETA在开通负载电流为13.5A的Buck工况下，所测量得到的连续工作波形，DAC输出电压为1.52V，依据转换式（10）获得对应测量的SiC MOSFET结温Tjest=71.1℃。
图11(b）展示了利用热成像仪测量得到的最大壳温Tcmax=55.1℃。考虑到热成像仪测量结温将降低SiC MOSFET的可靠性，并限制最大阻断电压；因此本文通过热模型来估计结温。基于热成像仪直接测量得到的壳温以及实验测量得到的总损耗Ptotal≈18.8W，并结合数据手册给定的结-壳间热阻Rth,jc=0.7W/℃，最终利用式（11）估计SiC MOSFET对应的结温Tjmeas≈68.2℃。
为了验证所提结温监测方法的适应性，进一步针对SiC MOSFETB进行结温在线监测验证。图12(a）为SiC MOSFETB在开通负载电流为13.5A的Buck工况下，所测量得到的连续工作波形，DAC输出电压为1.36V，对应测量的SiC MOSFETB结温Tjest=66.2℃。图12(b）展示了利用热成像仪测量得到的最大壳温Tcmax=49.7℃，实验测得总损耗Ptotal≈15.4W，并结合数据手册给定的结-壳间热阻Rthjc=0.99W/℃，计算获得结温Tjmeas≈64.9℃。
上述实验表明，基于热模型计算的结温和所提方法测量的结温接近，验证了所提基于米勒平台电压实现结温在线监测方法的可行性与准确性，且可应用于不同型号的SiC MOSFET结温在线监测，验证了该方案的适用性。
5、结论
本文提出了一种基于热敏电参量开通米勒平台电压的SiC MOSFET结温在线监测方案。利用所提米勒平台电压测量电路，可实现米勒平台电压的在线检测。基于双脉冲实验，建立米勒平台电压、负载电流和SiC MOSFET结温的校准模型，且测试结果表明，米勒平台电压具有较高的结温敏感度，超过7mV/℃。在Buck变换器的连续工况下，进一步验证所提结温在线监测方案的可行性。与传统基于热成像仪和热模型的结温估算方法相比，验证了所提测量方案的可行性，可实现SiC MOSFET结温的在线准确监测。
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