摘要:
BUCK电路在新能源汽车车载电源系统、工业电机驱动等场景中应用广泛。在双馈直线电机(DFLM)的应用与实现中，需要在车载电池包与电机直流母线电容间设计一BUCK电路进行电平转换，以实现其无接触馈电功能。然而，该BUCK电路的振铃给直流母线电容带来了高频噪声，影响了DFLM动子侧电流控制。针对此问题，本文提出了一种振铃仿真方法与抑制策略，旨在抑制高频振铃，为动子侧电流控制提供基础。
【方法】首先，对带有开尔文源极碳化硅金属-氧化物-半导体场效应管(SiC MOSFET)在BUCK电路拓扑中的高频振铃原因进行分析;然后，通过试验数据拟合获得各寄生参数的具体取值;最后，针对振铃抑制目标，通过仿真对ＲCD缓冲电路的选型进行优化设计，减少对不同选型进行试验的时间成本。
【结果】通过参数辨识获得的系统仿真结果误差比经验选值造成的误差降低了约20%。根据所提选值方法，关断振铃过冲电压减小了83.0%，开通振铃过冲电压减小了83.6%。
【结论】本文提出了一种优化缓冲电路选型的方法。仿真和试验结果表明，采用该方法能够通过少量试验数据准确获得电路寄生参数，并针对SiC MOSFET开关振铃抑制进行满足需求的元件选型，使尖峰电压和器件开关速度处于系统优化的最佳区间。
引言
电力电子领域中，BUCK变换器凭借其高效的电平转换与能量调节功能，已成为新能源汽车车载电源系统、工业电机驱动等场景中直流母线电压调控的核心功率变换拓扑。双馈电机可实现动子与定子之间无接触式的双向能量流动。双馈直线电机(Doubly-FedLinearMotor,DFLM)可将此优势应用于磁悬浮领域，根据定子到动子的能量流动来实现各工况下的无接触式馈电，从而在单一气隙下达成悬浮、牵引和馈电的一体化。
由于动子绕组的交流损耗，DFLM需要在较大的滑差频率下实现定子到动子的能量传输,而在较大的滑差频率下动子绕组同样受到强烈的反电动势作用，因此需要较大的直流母线电压作支撑。目前常用的车载高压电池包额定电压为440V,而满载工况下的DFLM需要800V的直流母线电压来维持交流励磁所需的滑差频率。
因此本文设计了一款基于BUCK拓扑的DC-DC电路来连接车载高压电池包与电机直流母线电容，从而实现对直流母线电压的调控。此DC-DC电路作为电机直流母线电压的输入端，需要具备稳定直流母线电压的能力。在先前的试验中，DFLM的动子直流母线电压受到强烈的反电动势作用，导致机架电源的输出有大幅纹波，甚至失稳掉电。因此需要采用高频脉宽调制信号为输出端提供足够的控制带宽。随着开关频率的上升与开通/关断时间的减小，振铃成为高频DC-DC设计中无法忽略的问题。
开关振铃不仅会产生高频电流波动进而引发控制器内部的电磁干扰问题，还会增大DC-DC系统的损耗并进一步减小DFLM的馈电功率。此外高频开关振铃会通过电感耦合和寄生通道传导到输出侧，使输出母线电压叠加高频纹波分量。特别在DFLM中，直流母线电压与推力、悬浮力和馈电功率控制等功能紧密耦合，其电压质量对整体控制性能具有关键影响。在DFLM的应用实践中，车轨耦合振动致使动子所受反电动势呈现出强烈的时变特性，以及滑差频率的快速变化与交流悬浮俯仰力矩的高精度要求，均使电源侧的开关振铃成为DFLM系统稳定性的潜在瓶颈。因此在DFLM具体运行工况下探究振铃的发生机制与抑制策略，具有重要的工程意义。
目前用于抑制碳化硅金属-氧化物-半导体场效应管(SiliconCarbideMetal-Oxide-SiliconFieldEffectTransistor,SiC MOSFET)开关振铃的方法主要包括差模扼流圈、主动门级驱动、门级驱动电路设计和缓冲电路设计。其中缓冲电路因具有结构简单、成本低廉及可靠性高等优势，在电力电子装置中展现出独特的应用价值。相较于差模扼流圈带来的新增器件体积问题和主动门级驱动引入的控制复杂度问题，缓冲电路通过电容吸收开关过程中寄生电感的能量，不仅能有效抑制电压过冲和振铃现象，还能显著降低电磁干扰水平。
SiC MOSFET开关振铃的建模主要依赖于开关器件及电路寄生参数的建模。基于双脉冲测试电路拓扑，分析了SiC MOSFET开通、关断振铃的机理，并以直流端电压作为激励源建立了其简化RLC电路。认为简化RLC电路的激励源应为SiC MOSFET本身，而非直流端电压，其在关断振铃建模中采用器件内部的电流激励源作为激励，在开通振铃建模中采用器件内部的电压激励源作为激励。均忽略了栅极外部电路对振铃的影响。
振铃问题可看作栅极驱动信号作为输入，考虑寄生参数的电路作为传递路径，高低压侧电压高频波动作为输出的一个系统优化问题。本文从系统传递函数的角度出发，建立从驱动信号到振铃波形的完整传递函数。并通过少量试验数据拟合得到传递函数中各寄生参数的真实值。通过调整栅极电阻、设计与调整缓冲电路，改变了振铃系统的输入与传递函数，从而改善了振铃输出波形。
综上所述，本文的工作内容可总结如下：
(1)本文对BUCK电路的振铃产生机理进行了分析，并通过试验数据完成了寄生参数的辨识，得到了精确的振铃波形传递函数；
(2)本文基于振铃波形传递函数，设计并优化了缓冲电路来抑制振铃，通过试验和仿真验证了该缓冲电路的有效性。
1BUCK主电路拓扑及其等效电路
DFLM动子侧BUCK主电路拓扑如图1所示，其由一个上桥臂为MOSFET、下桥臂为二极管的半桥构成，低压侧为LCL滤波输出。该BUCK电路负责调控逆变桥直流母线电压。
图1中，Q为SiC MOSFET;D为续流二极管；L为低压侧滤波大电感；Lwire为低压侧电缆等效电感；Chigh、Clow分别为高、低压侧电容；Battery为低压侧连接的车载动力电池；Vdc为高压侧连接的电机动子直流母线电压。
本文采用的SiC MOSFET是一款封装为SOT-227,带有开尔文源极的SiC MOSFET;采用的续流二极管是一款封装为SOT-227的碳化硅肖特基二极管(SchottkyBarrierDiode,SBD)。
在图1所示的BUCK主电路拓扑中加入缓冲电路，并考虑各元器件的寄生参数，可得带有完整寄生参数的BUCK电路模型，如图2所示。并搭建试验平台，如图3所示。
图2中，Qs为SiC MOSFET的静态模型；Ds为SiCSBD的静态模型；CD为二极管结电容；Lloop为功率回路的环路电感；RESRH、RESRL分别为高、低压侧电容的等效串联电阻；Vdriver为驱动芯片输出的栅极电压脉冲；Rg、Rgi分别为栅极的外部电阻、内部电阻；CL为L的寄生电容；Ld、Ls、Lg、Lks和RLd、RLs、RLg、RLks分别为SiC MOSFET的漏极、源极、栅极、开尔文源极引脚上的寄生电感和寄生电阻；L′dio、R′dio分别为SiCSBD引脚上的寄生电感、寄生电阻；Cgd、Cds和Cgs分别为SiC MOSFET的栅漏、漏源和栅源寄生电容；R1、C1、D1和R2、C2、D2构成缓冲电路。
2、振铃机理分析
本文采用四脚封装的SiC MOSFET,其开尔文源极将功率回路与驱动回路部分解耦，具体体现为图2中Ls在功率回路中，不对驱动回路造成影响。此外，Cgd将漏极电压传递到栅极上，此传递路径在关断时会造成负压过冲，从而危害SiC MOSFET的栅氧层。但此现象可通过栅极驱动电路的稳压二极管钳位消除，且不影响栅极的开通与关断波形。因此可将功率回路与驱动回路进行解耦，分别讨论。
基于上述分析，由此可得振铃产生机理：栅极驱动电路提供输入激励，其输出表现为漏极电流id与漏源电压Vds的动态变化。id和Vds作为功率回路的输入，经过功率回路的等效传递函数，得到振铃输出波形。
2.1、栅极驱动电路建模
由图2可得简化栅极驱动电路模型如图4所示，左侧为驱动回路，右侧为功率路径。
带有开尔文源极的SiC MOSFET源极键合线位于开尔文源极和功率源极之间，可实现驱动回路和主功率换流回路的解耦，使得栅极驱动电压不受键合线上寄生电感产生的压降的影响。解耦后的驱动回路中，寄生电感主要分布在开尔文源极与栅极引脚上(典型值<10nH),其感抗ZL在MHz频段下仅产生约10mΩ的阻抗；栅极电阻的典型值为5～10Ω;输入电容(典型值约为10nF)的容抗ZC约为16Ω。
在驱动回路的高频特性分析中，虽然感抗ZL与容抗ZC可能引发谐振，但由于R′g的阻尼作用远大于感抗且Ciss的容抗在MHz频段下显著高于感抗。因此，采用包含R′g与Ciss的RC简化模型能有效表征驱动回路的动态特性，同时规避复杂的RLC谐振分析。
由图4可知，从Vdriver到Vgs的传递路径可视作RC低通滤波器，为方便后续推导，此处将Vgs简化为斜坡输入，其上升/下降时间为驱动电路RC的时间常数。可得Vgs的上升、下降时间为
为简化从驱动信号到id的模型，去除了SPICE模型中的跨导温度修正电流源，将SiC MOSFET的静态模型简化为电流模型与导通电阻的串联组合。常用Enz-Krummenacher-Vittoz(EKV)模型来表征id[26],其表达式受温度影响，较为复杂。本文忽略温度影响，进一步简化id表达式，如式(3)所示：
简化EKV模型与传统EKV模型的拟合效果对比如图5所示。其中，纵坐标为归一化值。
基于式(2)和式(3),可得简化的开通、关断漏极电流idrise、idfall表达式为
基于简化栅极驱动电路所计算与测量出的等效栅极驱动电路的参数如表1所示。
简化EKV模型在开通和关断时输出的MOSFET漏源电压Vds与实际测量值的对比结果如图6所示。
由图6可知，仿真结果和试验数据较为贴合。需要说明的是，本文所采用的EKV模型仅建立了Vgs与id的关系。为进一步得到Vds波形，本文假设器件在开通、关断时主要受导通电阻Rds的影响，即近似认为Vds与id呈比例关系。因此上述Vds的计算结果为对id进行比例缩放获得。不足之处在于简化模型中未考虑米勒平台,由于本文主要考虑高频振铃小信号模型，米勒平台的缺失是可接受的。因此，认为该简化模型能够模拟SiC MOSFET开关时的功率回路输入状态，且表达式较简单，易于后续分析。
2.2、初始设计的关断等效模型
BUCK拓扑下的SiC MOSFET关断后，id作为输入迅速下降到零，电感储能进行续流。续流二极管D导通，低压侧其余元件被短路，因此可忽略。在振铃等效电路分析中，只关注系统高频振铃信号，因此认为L断路，Chigh、Clow短路。根据此简化方法，得到SiC MOSFET关断等效电路，如图7所示。
图7所示的关断等效电路对部分寄生参数作了整合处理，将SiC MOSFET器件的引脚寄生参数Ld、Ls和RLd、RLs整合为ZMOS;将SBD器件的引脚寄生参数R′dio、L′dio整合为Zdio。ZMOS和Zdio表达式如式(5)所示：
基于图7,可建立MOSFET关断后，由id到Vds的传递函数Goff:
式中:Coss为SiC MOSFET输出电容，其取值可由数据手册直接获得。
归一化关断振铃峰值电压与主要寄生参数的关系如图8所示。
由式(7)和图8可知，Lloop越大、Coss越小，关断振铃的固有频率越大、振铃峰值电压越高。
2.3、初始设计的开通等效模型
BUCK拓扑下的SiC MOSFET开通后，续流二极管D截止，其结电容CD与低压侧其余元件并联，Coss被短路，SiC MOSFET可视作导通电阻Rds与输入电压源Vin的串联。由于输入源与各器件直接串联，故无法使用id作为电流输入源，采用Vin替代id。根据此简化方法，得到SiC MOSFET开通等效电路如图9所示。
由式(9)可知，初始设计主电路的开通振铃为三阶振荡模型，其固有频率与峰值电压表达式均较为复杂，图10、图11分别展示了Lloop和CD与归一化开通振铃峰值电压和固有频率之间的关系。
由图10和图11可知，Lloop越小、CD越小，则开通振铃的固有频率越大、振铃峰值电压越高。
2.4、初始设计简化模型的验证
为使振铃效果显著，取外部栅极电阻Rg=3.1Ω进行无缓冲电路的振铃试验，得到100V输入与200V输入下的Vds试验数据，并与仿真结果进行对比，如图12所示。200V输入下的Vds试验结果与等效电路模型仿真结果的对比如表2所示。
由图12与表2可知，仿真与试验结果的误差较小，表明本文所建立的无缓冲电路模型与寄生参数取值均较为准确。
为验证本文所提电路建模与参数辨识方法的有效性。将本文试验结果进行对比。仅针对振铃频率对环路电感Lloop进行拟合取值，其余寄生参数均为TO-247封装SPICE模型提供的典型值。开通、关断振铃峰峰值平均误差分别为17.2%、42.4%;本文的开通、关断振铃峰峰值平均误差分别为6.2%、19.1%;频率平均误差为1.9%,本文的频率平均误差为2.0%。可见，本文所提建模与参数辨识方法更有效。
3、振铃抑制策略
初始设计下200V输入时关断振铃的第一个峰峰值可达80V,且该振铃的阻尼系数较低。此振铃不仅会增大器件应力、降低模块寿命或引发损坏，还会增大BUCK电路的损耗，降低系统效率。
本文通过设计缓冲电路与栅极电阻选型来抑制振铃，RCD缓冲电路如图13所示。
RCD电路的选型通常以大量试验为基础，通过比较不同电容、电阻选值的试验振铃波形，确认最终选型。本文旨在通过电路建模与参数辨识，基于仿真获得最佳振铃抑制策略，减小对各类选型进行试验的时间成本。
3.1、RCD缓冲电路的建模
将图13所示缓冲电路添加进开通、关断等效电路，可得到新的等效电路如图14所示，其中L′loop为缓冲电路的环路电感。
对于关断振铃，C1与D1并联在SiC MOSFET两端。电压过冲时，D1导通、C1充电，削弱过冲电压峰值，减小系统输入。D2保持反向截止，R2与C2并联在高压侧电容两端，改变系统关断传递函数。
对于开通振铃，C2与D2并联在SBD两端，电压过冲时，D2导通、C2充电，削弱过冲电压峰值，减小系统输入。D1保持反向截止，R1与C1并联在高压侧电容两端，改变系统开通传递函数。
带有非放电式RCD缓冲电路的关断、开通振铃传递函数分别如式(10)和式(11)所示：
基于对等效电路与缓冲电路的功能分析，可得缓冲电路器件选型准则：
(1)选取C1、C2,使其分别能完成关断与开通时的削峰作用；
(2)选取R1、R2,在C1、C2电容值确定的基础上，R1C1、R2C2分别能满足传递函数的改造。
此外，在满足最小需求的同时，需要避免过度设计。电容值过大将与L′loop形成新的低频谐振点；电阻值过大导致电容放电时间过长，可能导致电容电压无法在下个开关周期前复位。
将优化后带RCD缓冲电路的传递函数与初始设计的传递函数进行对比，绘制伯德图如图15所示。同时引入一选值偏小的缓冲电路进行对比分析。
由图15可知，并联在高压侧电容两端的R1、C1和R2、C2成功改变了关断与开通传递函数，将关断振铃谐振峰的峰值降低20dB;将开通振铃谐振峰的峰值降低18.1dB。
3.2、寄生参数辨识
将式(4)所示的功率回路激励输入至式(6)、式(9)、式(10)和式(11)所示的传递函数中，可获取在某一寄生参数下的开通、关断振铃波形。将仿真与试验数据进行对比，得到仿真误差Fm,并采用粒子群优化(ParticleSwarmOptimization,PSO)算法优化Fm,得到使Fm最小的寄生参数取值。目标函数为
初始设计的传递函数中缺省的寄生参数较少，但有较多寄生参数串联，难以分离获取各自取值；带RCD缓冲电路的传递函数中的寄生参数互相独立，但缺省的寄生参数较多，难以获取准确结果。因此按图16所示的寄生参数辨识流程进行PSO仿真拟合，以获得各寄生参数的精确取值，具体如表3所示。其中L′loop的取值小于Lloop时，对系统响应无明显作用，故拟合时忽略该变量的影响。
3.3、RCD缓冲电路模型的验证
根据表2拟合获取的寄生参数进行有RCD缓冲电路的仿真，并进行了相应的试验测试，结果如图17所示。
由图17可知，在各缓冲电路选型下，试验数据与仿真数据均能吻合，结果验证了RCD缓冲电路建模与参数辨识结果的正确性。
3.4、栅极电阻选型
由式(2)可知振铃输入激励的上升、下降时间取决于栅极电阻的选型。栅极电阻选值过大会增大SiC MOSFET两端电压与电流的重叠时间，进而增大开关损耗；选值过小会增大振铃系统输入，增大振铃损耗。
因此在缓冲电路器件的优化选值基础上，对不同栅极电阻下的振铃信号进行试验，结果如图18所示。
由图18中可知，栅极电阻对振铃系统输入的抑制存在饱和效应，因此选取栅极电阻Rg=10Ω。
4、试验结果
基于图13所示的缓冲电路拓扑，结合缓冲电路的选型准则以及栅极电阻的分析，考虑市场上方便购买的电阻、电容值，得到优化后的各器件选型：R1=12.4Ω、C1=10nF、R2=12.4Ω、C2=10nF、Rg=10Ω。在此选型下，200V输入的优化前后振铃试验数据对比如图19所示，优化前后振铃抑制效果如表4所示。
100V、400V和700V多种输入电压下的试验结果如图20所示；768V输入的高压额定工况试验结果如图21所示。
5、结语
本文针对DFLM所用BUCK电路进行振铃抑制，提出了RCD缓冲电路应用于BUCK拓扑下的等效电路建模与参数辨识方法。仿真和试验结果表明，本文所提模型与辨识得到的参数均较为准确。基于较为准确的电路模型进行栅极电阻与缓冲电路器件的选型，高效率地完成了电路的优化。使关断振铃过冲电压减小83.0%,开通振铃过冲电压减小83.6%。有效降低了开关过程中传递至直流母线的瞬态扰动、减小了DFLM动子直流母线上的高频纹波，使电机控制器获得更精准的母线电压采样值，进而提高电流环控制精度与响应速度，为DFLM的动子侧精准控制提供稳定的支撑。
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