摘要：
为进一步提升变流器输出性能及效率,提出一种基于不同材质器件混合的并网变流器,简称异质并网变流器(HGCC).HGCC由基于SiCMOSFET器件的两个半桥模块经基于SiIGBT器件的换向桥臂交叉连接构成.进一步,给出了HGCC调制原理,其SiCMOSFET器件工作于高频开关状态,而SiIGBT器件工作于低频开关状态,充分发挥了SiC器件开关损耗低、Si器件通态损耗低的优势.然后,对HGCC的工作模态进行详细分析,给出HGCC的控制框图及内部电容的均压策略。最后,通过仿真验证了所提拓扑及调控策略的有效性和可行性.
引言
随着“双碳”目标的制定,配电网可再生能源的渗透率不断增加,光伏并网逆变器、充电桩、储能逆变器等电力电子装置占比不断增加。伴随电力电子装置以及非线性负荷的增加,配电网谐波、无功缺额等电能质量问题也日益严峻。因此,高质高效净化配电网电能质量问题对提升系统运行的稳定性至关重要。
目前配电网中常见的电能质量治理装置包括有源电力滤波器、静止无功发生器、动态电压补偿器等。现有电能质量装置典型拓扑通常采用二电平结构,其具有结构简单、成本低廉等优势,但二电平结构谐波含量较大,对无源参数值的要求较高,导致装置的功率密度难以优化。为此,以二极管钳位型及飞跨电容型为代表的多电平逆变器逐渐受到关注。多电平装置不仅谐波含量低、装置功率密度更高,且器件的耐压小、开关损耗更小。然而,随着电平的增加,传统二极管钳位型及飞跨电容型结构的器件数量呈指数增加,故装置的成本较高、结构过于复杂。因此,电能质量治理装置成本、效率等指标综合优化成为当前的研究热点,现有研究主要从器件级和拓扑级提升装置的综合性能。
以碳化硅(SiC)场效应晶体管(MOSFET)为代表的宽禁带半导体器件相对于SiIGBT在减小开关损耗方面具有很大优势。因此,基于SiC器件的电力电子装备在效率、功率密度等方面更具优势。但相同规格的SiC器件价格约为Si器件的5~8倍,导致SiC器件装置的市场推广较为困难。为进一步降低装置的成本,基于Si/SiC的混合开关器件被提出,混合开关器件在保证高效运行的同时有效减小了运行损耗。但混合开关器件目前尚处于理论研究阶段,且其需要双脉冲驱动电路,驱动控制复杂度较高。
为实现传统全Si器件拓扑和全SiC器件拓扑性能的折中优化,基于SiIGBT与SiCMOSFET器件混合的混合拓扑备受学者关注。浙江大学李楚衫团队提出基于SiIGBT与SiCMOSFET器件混合的有源中点钳位型三电平逆变器,通过合理的调制策略,将高频动作主要集中于SiCMOS⁃FET器件,而SiIGBT器件则工作于工频状态,充分发挥了SiIGBT器件通态损耗低、SiCMOSFET器件开关损耗低的优势。东北电力大学刘闯团队提出SiIGBT模块与SiCMOSFET模块直流侧并联、输出侧串联的混合结构,其中SiIGBT模块输出方波流通大功率,而SiCMOSFET器件则整形保障输出波形质量。相似地,分别提出基于SiIGBT和SiCMOSFET混合的级联多电平变换器和模块化多电平变换器拓扑,对比分析证明混合拓扑在损耗和成本方面的优势。因此,基于SiIGBT器件和SiCMOSFET器件混合的混合拓扑很好地实现了装置效率与成本的折中优化,为电力电子装置的性能综合优化提供重要指导思想。
本文基于异质器件混合思想,提出一种基于异质器件混合的5电平并网变流器拓扑,简称异质并网变流器(heterogeneousgrid-connectedcon⁃verter,HGCC),并针对混合拓扑提出特定的调制策略。此外,详细分析了所提拓扑的工作模态,并提出一种电压平衡策略。最后,通过仿真分析验证其有效性,并基于损耗分析验证了所提拓扑的优势。
1HGCC拓扑结构及调制原理
1.1拓扑结构
HGCC拓扑如图1所示,包含两个半桥模块(HM1,HM2)和一组换向桥臂。其中,半桥模块采用SiCMOSFET器件(T1~T4),而换向桥臂采用SiIGBT器件(S1,S2);C1,C2为两个半桥模块的直流侧电容;Lf为滤波电感;Uc1,Uc2为两个半桥模块的直流电容电压,Uc1=Uc2;Us为电网电压;Is,IL,ILf分别为网侧电流、负载电流、HGCC补偿电流。
1.2调制原理
HGCC可以输出2Uc,Uc,0,-Uc,-2Uc共5种电平,HGCC的开关模式如表1所示。由表1可以看出,换向桥臂为工频开关周期,采用开关频率低、通态损耗小的SiIGBT器件。若HGCC采用高频PWM调制,则T1~T4工作于高频开关状态,故采用开关损耗小的SiCMOSFET器件。
HGCC采用PWM调制时,会出现两种调制结果,如图2所示。其中,upwm_r为调制波,upwm为HGCC输出电压。对于t1阶段,0c,HGCC中一个HM被旁路,另一个HM输出PWM波;对于t2阶段,upwm_r>Uc,此时会出现两种PWM情况:一种情况是HM1和HM2配合输出幅值为0至2Uc的PWM波,如图2a所示;一种情况是一个HM被常通,另一个HM输出PWM波,则HGCC等效输出为Uc至2Uc的PWM波,如图2b所示。通过对比可以看出,图2b对应的调制结果更逼近于调制波,故本文以此作为HGCC的PWM调制方法。
注“:1”代表器件闭合“;0”代表器件断开
图2HGCC调制原理
2HGCC工作模态分析
HGCC可以输出2Uc,Uc,0,-Uc,-2Uc共5种电平。当S1断开、S2导通时,HGCC输出正极性PWM脉冲,对应模式Ⅰ;反之,当S1导通、S2断开时,HGCC输出负极性PWM脉冲,对应模式Ⅱ。根据HGCC输出PWM极性以及输出电流方向,每种模式对应的8种工作状态如图3和图4所示。工作模式Ⅰ对应HGCC直流电容的运行状态具体分析如下:
1、如图3a所示,输出电流ILf>0;S1断开、S2闭合;T1和T4闭合、T2和T3断开;upwm=2Uc;C1和C2充电。
2、如图3b所示,输出电流ILf>0;S1断开、S2闭合;T2和T4闭合、T1和T3断开;upwm=Uc;C1旁路、C2充电。
3、如图3c所示,输出电流ILf>0;S1断开、S2闭合;T1和T3闭合、T2和T4断开;upwm=Uc;C2旁路、C1充电。
4、如图3d所示,输出电流ILf>0;S1断开、S2闭合;T2和T3闭合、T1和T4断开;upwm=0;C1和C2旁路。
5、如图3e所示,输出电流ILf<0;S1断开、S2闭合;T1和T4闭合、T2和T3断开;upwm=2Uc;C1和C2放电。
6、如图3f所示,输出电流ILf<0;S1断开、S2闭合;T2和T4闭合、T1和T3断开;upwm=Uc;C1旁路、C2放电。
7、如图3g所示,输出电流ILf<0;S1断开、S2闭合;T1和T3闭合、T2和T4断开;upwm=Uc;C2旁路、C1放电。
8、如图3h所示,输出电流ILf<0;S1断开、S2闭合;T2和T3闭合、T1和T4断开;upwm=0;C1和C2旁路。
图3HGCC在模式Ⅰ下的工作模态
工作模式Ⅱ对应HGCC直流电容的运行状态具体分析如下:
1、如图4a所示,输出电流ILf>0;S1闭合、S2断开;T2和T3闭合、T1和T4断开;upwm=-2Uc;C1和C2放电。
2、如图4b所示,输出电流ILf>0;S1闭合、S2断开;T1和T3闭合、T2和T4断开;upwm=-Uc;C1旁路、C2放电。
3、如图4c所示,输出电流ILf>0;S1闭合、S2断开;T2和T4闭合、T1和T3断开;upwm=-Uc;C2旁路、C1放电。
4、如图4d所示,输出电流ILf>0;S1闭合、S2断开;T1和T4闭合、T2和T3断开;upwm=0;C1和C2旁路。
5、如图4e所示,输出电流ILf<0;S1闭合、S2断开;T2和T3闭合、T1和T4断开;upwm=-2Uc;C1和C2充电。
6、如图4f所示,输出电流ILf<0;S1闭合、S2断开;T1和T3闭合、T2和T4断开;upwm=-Uc;C1旁路、C2充电。
7、如图4g所示,输出电流ILf<0;S1闭合、S2断开;T2和T4闭合、T1和T3断开;upwm=-Uc;C2旁路、C1充电。
8、如图4h所示,输出电流ILf<0;S1闭合、S2断开;T1和T4闭合、T2和T3断开;upwm=0;C1和C2旁路。
图4HGCC在模式Ⅱ下的工作模态
综上,通过控制HGCC在16种工作状态间灵活切换,可以改变HGCC中两个直流电容C1和C2的充放电状态,以实现电容电压稳定。
3、HGCC控制策略
3.1HGCC控制框图
HGCC采用双闭环控制策略,如图5所示。外环采用电压控制,两个直流电容的电压和Udc(即Udc=Uc1+Uc2)与参考值Ud*c做差,经PI控制器得到电流内环的d轴参考值IILf的d,q轴分量(Id,Iq)分别与参考值做差,经PI控制器减去解耦分量得到调制波的d,q轴分量。
图5HGCC控制框图
3.2均压策略
HGCC直流侧电压的整体控制由电压外环控制,这里不再赘述。对于两个直流侧电容之间的内部均压,具体流程如图6所示。
当Ucc且ILf>0时,HGCC整体为充电,则C1和C2中电容电压小的HM被常通,电容电压大的HM做PWM斩波;当Ucc且ILf<0时,HGCC整体为放电,则C1和C2中电容电压大的HM被常通,电容电压小的HM做PWM斩波;当0c且ILf>0时,HGCC整体为充电,则C1和C2中电容电压大的HM被旁路,电容电压小的HM做PWM斩波;当0c且ILf<0时,HGCC整体为放电,则C1和C2中电容电压小的HM被旁路,电容电压大的HM做PWM斩波。
同理,当-2Ucc且ILf>0时,HGCC整体为放电,则C1和C2中电容电压大的HM被常通,电容电压小的做PWM斩波;当-2Uc-Uc且ILf<0时,HGCC整体为充电,则C1和C2中电容电压小的HM被常通,电容电压大的HM做PWM斩波;当-Ucpwm<0且ILf>0时,HGCC整体为放电,则C1和C2中电容电压小的HM被旁路,电容电压大的HM做PWM斩波;当-Ucpwm<0且ILf<0时,HGCC整体为充电,则C1和C2中电容电压大的HM被旁路,电容电压小的HM做PWM斩波。
图6电容均压策略
4、仿真验证
为验证所提拓扑及调控策略的有效性,在Matlab/Simulink中搭建HGCC仿真模型,仿真参数为:电网电压Us=311V,载波频率fz=10kHz,半桥模块电容C1=C2=3300μF,滤波电感L=5mH,负载有功功率PL=10kW,负载无功功率QL=5kvar。
4.1无功补偿工况
图7~图12给出了HGCC在无功补偿工况下的仿真波形,证明了HGCC可有效维持网侧单位功率因数运行,且电容电压保持平衡。设定在0s—0.10s期间装置未被投入,在0.10s—0.20s期间装置投入。网侧电压、电流波形如图7所示,在0.10s之后,网侧电压、电流同相位,系统单位功率因数运行。HGCC的电容电压波形如图8所示,在HGCC投入后保持良好的稳定性且波动幅值小于5%。HGCC的输出功率波形如图9所示,在0.10s之后,HGCC输出无功为5kvar,有功接近于零。HGCC的出口端输出电压如图10所示,为5电平PWM波形,其谐波主要在开关频率及其倍数附近。对于SiIGBT器件及SiCMOSFET器件的开关频率及耐压如图11和图12所示。对于换向桥臂的Si器件工作于工频,而对于半桥模块的SiC器件工作于高频,故充分发挥了SiIGBT器件通态损耗低、SiCMOSFET器件开关损耗低的优势。
进一步,当采用传统5电平中点钳位型变换器(neutral-point-clampedconverter,NPC)运行时的仿真波形如图13、图14所示。网侧电压电流波形与图7相近,同样可以维持系统侧单位功率因数运行,这里不再重复给出。从图13可以看出,传统NPC的输出电压波形及谐波含量与所提HGCC接近。但在图14中,传统NPC变换器桥臂上开关器件的开关频率分布不均衡。由于传统NPC采用单一类型器件,这极易导致装置整体结温不平衡,从而严重影响装置的可靠性。而所提拓扑则将开关动作主要集中于热性能更优的宽禁带半导体SiC器件,而Si器件则工作于工频,更有利于装置的结温平衡及可靠运行。
4.2谐波补偿工况
图15~图18给出HGCC在谐波补偿工况下的仿真波形,证明所提结构及调控策略可以有效补偿非线性负载产生的谐波电流。设定在0.30s负载侧注入二次谐波电流,如图15所示。此时,HGCC同时补偿负载侧无功电流及谐波电流,如图16所示。而HGCC的半桥模块电容电压依然保持稳定,网侧的电压、电流依然为保持同相位的正弦波,如图17、图18所示。
5、对比分析
5.1损耗对比
为验证所提拓扑在运行损耗的优势,基于Matlab/Simulink与PLECS联合仿真平台,在波形质量接近的条件下搭建了基于全SiIGBT器件的5电平NPC、全SiCMOSFET器件的5电平NPC、所提HGCC拓扑的热损耗模型。其中,拓扑参数均与仿真参数保持一致。其中,SiIGBT型号为Infi⁃neon-IKQ100N60T,SiCMOSFET型号为WolfspeedC3M0015065D。
在器件结温Tj=100℃、等效输出开关频率feq=20kHz条件下,不同负载功率时3种拓扑的损耗对比如图19所示。在通态损耗方面,随着负载功率增大,3种拓扑的通态损耗增加,而Si-NPC拓扑的通态损耗最大。在开关损耗方面,Si-NPC拓扑的开关损耗远高于其他拓扑,而所提HGCC拓扑的开关损耗最小。对于总损耗而言,Si-NPC损耗最大,所提HGCC损耗最小。以负载功率12kvar为例,所提HGCC总损耗相比于Si-NPC,SiCNPC分别降低27%和9.9%。
图19不同负载功率下损耗对比（Tj=100℃，feq=20kHz）在器件结温Tj=100℃、负载功率5kvar条件下,不同等效输出开关频率时3种拓扑的损耗对比如图20所示。由于通态损耗不受开关频率变化的影响,故通态损耗基本保持不变。在开关损耗方面,Si-NPC开关损耗最大,且随开关频率增加而增长最快,而所提HGCC的开关损耗最小。对于总损耗而言,所提HGCC损耗远低于Si-NPC,且略低于SiC-NPC。以等效输出频率20kHz为例,所提HGCC总损耗相比于Si-NPC和SiC-NPC分别降低47.7%和8%。
图20不同等效开关频率下损耗对比(Tj=100℃,Q=5kvar)
5.2成本对比
器件成本是装置总成本的主要组成,为进一步验证所提拓扑的优势,故将所提拓扑与现有拓扑进行器件成本对比。基于全SiIGBT器件的NPC、全SiCMOSFET器件的NPC以及本文所提HGCC拓扑的器件成本对比如表2所示。以上3种拓扑均为5电平单相拓扑。若以Si-NPC拓扑成本为基准,SiC-NPC拓扑成本增加297.5%。而所提拓扑相比Si-NPC拓扑成本仅增加124.3%。故在效率优于全Si拓扑的情况下,成本得到大大降低。
6结论
为提升并网变换器输出性能及效率,本文提出一种基于异质器件混合的并网变流器,得出如下结论:
1、所提并网变流拓扑仅需6个功率器件(包括4个SiCMOSFET,2个SiIGBT)即可输出5电平,相比于现有5电平变流器,器件数更少,且与全SiC5电平变换器相比成本降低43.7%。
2、所提调制及均压策略能将输出电压的高频开关动作固定于SiCMOSFET器件,SiIGBT工作于低频,充分发挥了SiC器件开关损耗低、Si器件通态损耗低的优势,可有效提高并网变流器的运行效率。在输出功率5kvar、等效输出频率20kHz时,所提拓扑相比全Si-NPC和全SiC-NPC损耗分别降低47.7%和8%。
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