基于碳化硅（SiC）MOSFET功率器件的电动汽车电机控制器研究

摘要

    随着第三代半导体材料技术的发展，碳化硅(SiC)功率器件以其高耐压、低损耗、高热导率和高开关频率等优势，在电动汽车电机控制器领域展现出巨大潜力。本文针对电动汽车电机控制器效率提升和噪声抑制问题，系统研究了SiC功率器件在电机控制器中的应用优化方法。首先建立了SiC功率器件的损耗数学模型，对比分析了SiC与硅(Si)器件的损耗特性差异；其次设计了基于SiC的150kW电机控制器硬件系统，包括驱动电路优化和'三明治'结构散热设计；然后提出了高开关频率谐波电流补偿算法以抑制转矩波动；最后通过实验验证了所提方法的有效性。测试结果表明，所设计的SiC电机控制器最高效率达99.4%，较传统Si控制器提升超过1%，低速低扭区域效率最高提升5.1%；谐波补偿算法使电驱动系统近场噪声降低18-25dB，显著改善了电动汽车的经济性和驾驶舒适性。

第1章绪论

1.1研究背景和意义

    目前全球汽车销量进入下行周期，但是纯电动汽车的销售占比逐年上升，全球车企开始对电动汽车加大研发投入。现阶段纯电动汽车的行业标准逐步完善，随着《电动汽车能量消耗率限值》标准的颁布，靠装载更大容量电池来获得更长续驶里程的方式将难以为继，汽车企业需要不断降低电动汽车的能耗以满足国标要求。电动汽车的能量主要消耗在电驱动系统中，因此提高电机控制器及电机效率成为研究重点。

    在电动汽车的电驱动系统中，电机控制器的主要功能是驱动电机实现扭矩输出和能量回收，对电机控制器的要求是高效率、高功率密度、高可靠性、低噪声。在电动汽车的行驶、减速或刹车工况中，电机控制器需要通过功率器件的开关实现电机驱动，而功率器件的开关和导通过程中会产生能量损耗，降低或重新利用电机控制器产生的损耗可以提升电动汽车的效率。

    用碳化硅（SiC）材料制作的功率半导体器件，相比于目前常用的Si基器件具有高击穿电压强度、低损耗、高热导率的优势，可以降低电机驱动系统的功率损耗，但相比于同规格的Si器件价格高昂；同时由于动力电池在电动汽车成本中占比较大，当应用SiC器件替换Si器件带来的控制器成本增加与损耗降低带来的电池成本下降达到平衡时，应用SiC器件带来的节能减排优势开始凸显。因此将SiC功率器件应用到电动汽车，从而降低电驱动系统的损耗，提升整车效率，对电动汽车的普及具有重要意义，成为电机控制器开发的研究重点。

    应用SiC器件后，提高功率器件开关频率可以有效降低高次谐波含量，从而降低电机转矩脉动，改善电动汽车NVH特性；而谐波补偿功能可以进一步改善NVH效果。因此，在电动汽车的电机控制器应用中，迫切的需要使用SiC功率器件来替代Si器件，使电机控制器实现高效率、低噪声，从而提升电动汽车的经济性和驾驶体验。

因此将SiC器件应用到电机控制器中，通过软件、硬件、结构优化降低电机控制器损耗，具有实际意义。

1.2、碳化硅功率器件的研究现状

    功率器件是电机控制器中实现电能功率转换的核心器件，目前电动汽车行业中，电机控制器普遍使用传统的Si基IGBT功率器件进行功率电路设计，存在高损耗、低载频的缺点，阻碍了电动汽车电机控制器的效率和功率密度进一步提升。

    与Si器件相比，电机控制器中应用SiC器件有以下三种优势：更高的击穿电压强度、更低的损耗、更高的热导率。SiC的器件特性决定了其在高电压、高开关频率、高功率密度场合的应用优势。目前SiC器件的制造水平正在逐步提高，随着SiC器件的良品率和性能的逐步提升，将更加适用于电动汽车行业，使用SiC器件替代Si器件，可以使电动汽车的电机驱动器实现效率和功率密度提升。

    同时，因SiC模块有较高的耐压能力，应用SiC模块的电机控制器，适配更高的系统电压，从而获得高压平台的优势，在减少系统损耗的同时可提高新能源汽车的充电效率，压缩电动汽车的充电时间，有效弥补目前电池充电功率密度低的短板。综上，应用SiC模块的大功率电驱动系统具有如下优势：

1、系统效率提升，带来整车续驶里程提升；

2、体积小，功率密度高；

3、开关频率高，降低NVH噪声；

4、可匹配高压电驱动系统，突破低压充电系统电流限制，缩短充电时间；

5、减少电池用量，降低整车成本；

6、可使用更细的高压线缆，降低整车自重，间接降低整车能耗。

1.2.1、碳化硅器件的发展与研究现状

    功率半导体器件的发展最早可追溯到1939年，贝尔实验室的奥尔在研究半导体材料的掺杂时，发现了PN结效应，到1949年，贝尔实验室制造出锗基PN结二极管；1958年，第一只晶闸管在美国通用电气（GE）实验室诞生，打响了功率器件产业化的第一枪，电力电子技术随之诞生。此后功率半导体器件的开发与应用获得快速发展，广泛应用在电子制造业中，并且器件性能仍在不断提升。

    80年代开始，中国成长为制造业大国，在工业、军工、汽车等诸多领域，功率半导体器件都获得了广泛应用，在此过程中半导体材料和功率器件也获得了快速发展。回顾半导体材料的发展历程，从1940年PN结效应被发现到现在，半导体材料经历了三次大的革新，如图1.1所示：

    其中第三代宽禁带半导体从上世纪90年代开始进行商用，性能目前仍有提升空间。宽禁带指的是半导体材料的禁带宽度在2.3eV及以上，相比于Si材料，宽禁带半导体材料具有高击穿场强、高导热率、高电子密度、高迁移率的特点。

    从上世纪80年代，碳化硅开始了商业应用，目前SiC功率器件的主流供应商，包括英飞凌（Infineon）、意法半导体(ST)、科锐（Cree）、丹弗斯（Danfoss）、罗姆（Rohm）等半导体公司。2001年英飞凌研发出SiC肖特基二极管并推向市场，此后半导体行业经历了快速发展阶段，陆续有公司推出SiC的量产产品，各项指标不断提升。罗姆公司在2010年推出一款大功率SiCMOSFET模块，并实现批量生产。2011年，Wolfspeed公司随后推出一款高压SiCMOSFET，耐压达到1200V。丹弗斯、罗姆等公司也对SiC衬底和外延的研究做出了贡献。近年来，随着电动汽车受到市场认可，SiC功率器件在电机控制器中的应用需求也将呈现爆发态势，越来越多的国内外公司开始研究使用SiC功率器件完成电机控制器开发。

1.2.2、碳化硅损耗计算的研究现状

    在应用功率半导体器件时，由于半导体器件不是理想开关，其自身特性决定了器件在应用中会产生热量，需要进行热设计。如果热设计不合理，器件工作时产生的损耗会以热量的形式累计，导致芯片结温持续升高，甚至无法正常工作。因此在功率器件选型时，首先应根据电机控制器对电压、电流参数的需求，选择相对应的功率器件；然后进行热设计，计算功率器件的损耗大小，并设计合理的散热装置。在相同的工作条件下，选取的功率器件损耗越低，电机控制器的效率越高，对散热装置的要求也越低，在提升系统效率和使用寿命的同时，可以减少产品重量和体积。

半导体器件热设计的第一步是进行损耗估算，目前可以借助的仿真工具有：PSIM，SABER，PSPICE等。目前主要有以下三个研究方向，分别为：

1、研究改善开关特性来降低损耗。赵斌等对SiC功率器件的开关特性进行了探究，计算所使用的参数全部通过功率器件规格书获取；

2、研究如何选择合理的器件参数以应对不同工况。徐鹏等对SiCMOSFET的静动态参数温度特性进行了实验研究；

3、研究频率特性及开关极限以发挥SiC器件的优势。徐文凯等对SiC功率模块的开关频率极限和工况匹配进行了研究。

目前国内外已有多篇文献对模块的开关损耗的建模方法进行研究，目前主要有两种方法：

1)基于器件参数和损耗的理论计算进行建模：通过电机控制算法模型输出电气负荷参数，与功率器件的物理模型进行联合仿真计算损耗；NakamuraY等人提出了一种基于三层人工神经网络的SiC器件等效模型，并且讨论了将神经网络导入电路仿真软件PSpice的方法。

2、基于实验的损耗估算法：根据实际测试的开关和通态波形，通过曲线拟合的方式获得开关瞬间和导通时的电压、电流的时域表达式，再结合工况进行估算。但上述几种方法均有不足。

    因为电机控制器应用在电动汽车的电驱动系统中，影响损耗大小的因素受到系统环境的制约，应用降低损耗的措施，可能给系统带来可靠性的风险。如何从结构、控制策略、算法等系统角度分析和降低损耗，一直是困扰电机控制器开发的难题。

1.3、电动汽车碳化硅电机控制器研究现状

电机控制器是电源与电机之间的能量传输装置[38]，由控制电路、逆变电路组成，如图1.2所示。

    图1.2中电机控制器通过逆变电路输出三相交流电压，控制电机旋转，实现电能到机械能的转化。电机控制器通常由逆变电路和控制电路两部分组成，其中逆变电路的两侧分别接到电池和驱动电机，控制电路通过接收整车发送的扭矩请求和电机的位置反馈，生成PWM(脉宽调制)驱动信号，用于控制逆变电路的功率器件开关，实现可控的电压和电流输出。

    为探究SiC控制器的性能优势，国内外许多学者已经进行了研究。中国矿业大学的张磊等人研制了1700V/100kW的SiIGBT和SiCMOSFET电机控制器方案，并测试了SiCMOSFET的电机控制器最高效率；贵州大学的吴钦木等人建立PMSM电驱动系统的损耗模型，对比了控制参数变化对SiC的PMSM电驱动系统效率的影响；华中科技大学的何泽宇等人研究了PWM信号延时对基于SiC的感应电机驱动系统的损耗影响，并设计了一台SiC感应电机控制器进行验证，实验结果表明应用SiC可以提升感应电机的电流环控制性能，进而降低系统损耗。南京航空航天大学的秦海鸿等人研究了不同死区时间对大功率电机控制器的效率影响，并分别设计两台基于SiC和Si的PMSM电机控制器，试验结果表明，在相同开关频率下，由于SiC控制器更低的死区时间要求，谐波含量更低，电流正弦度优于Si控制器，相比于Si控制器，SiC控制器温升降低2℃，控制器效率提升1%。但是死区时间只能减小，不能取消，因此SiC控制器靠减小死区来降低谐波电流，仍具有一定的局限性。上海汽车电驱动公司的陈登峰等人在电机控制器中应用双面水冷封装的SiC功率模块，通过上下两层水道将SiC功率模块夹在中间形成三明治结构，使SiC控制器的最高效率提升到98.7%；双面水冷封装可以使控制器实现较高功率密度，但是对散热器结构有较高要求，并且散热水道仅为功率模块提供散热，不能兼顾直流电容等其他发热组件，在工程应用中的推广还有实际问题需要解决。中国科学院电工研究所的张栋等人建立了电容器容值与电流纹波幅值关系的数学模型，对SiC控制器的电容等关键器件的设计方法进行了研究，并开发了紧凑型的可插接主控板和驱动板，最后开发出一台峰值功率为85kW的全SiC电机控制器，对设计方法进行验证，试验结果SiC控制器最高效率可达到98.6%，同时功率密度达到37.1kW/L；但对于驱动电路设计的理论分析没有涉及。

    近年来，国内外多家企业利用SiC功率器件，开发了高性能的电机控制器，驱动不同类型的电机。德国的博世公司利用自己封装的SiC功率模块，开发了200kW级PMSM电机控制器，并增加了谐波注入功能。试验结果表明，通过高开关频率的谐波注入有利于降低电驱动系统噪声，并且应用SiC的电机控制器效率超过98%。德国的西门子公司和法雷奥公司联合开发了全SiC的电机控制器，载波频率达到20kHz，并测试了电机控制器样机的损耗，实验结果表明，在开关频率提升一倍的同时，由于SiC功率器件具有较低损耗，相比于Si电机控制器，SiC电机控制器的损耗仍然降低了一半。中国的汇川联合动力公司，应用SiC功率模块开发了150kW级PMSM电机控制器，通过损耗对比测试，指定工况下平均功率比Si控制器效率提升超2%，可以提升5%的电动汽车续驶里程。

综上所述，由于SiC功率器件的性能优势，采用SiC功率器件的电机控制器具有以下优势：

1、高效率。由于电导调制效应的存在，SiIGBT导通时在大电流下导通压降较小，但是在小电流工况下，SiIGBT的导通压降较大。而SiCMOSFET导通压降曲线方程为过零点的一次方程，呈电阻特性。电动汽车的驾驶工况决定了电机控制器的电气负荷特性，城市工况中电机主要工作在低速低扭区域，高速路工况电机工作在高速中扭区域，加减速和爬坡工况电机工作在高扭矩区。因此只有在少数工况下，电机控制器需要通过大电流。因此在城市道路循环工况（NEDC）下，SiC电机控制器在大部分驾驶时间内工作在高效区，相比于Si控制器，可以为电动汽车带来更高的续驶里程，或者在相同续驶里程目标下，可以减少动力电池的用量，从而降低整车成本和重量。

2、高功率密度。电机控制器应用低损耗的SiC功率器件，可以降低电机控制器的发热量，因此对系统的散热要求降低。相比于同功率的Si电机控制器，可以减小散热装置体积，同时由于开关频率高，降低了系统的谐波含量，可以使用更小规格的电感和电容等滤波器件，进一步减小控制器体积。目前同功率SiC器件的封装体积正在不断减小，而Si功率器件的封装体积减小的空间有限，使用SiC器件的电机控制器具有明显的体积优势。马瑞利为方程式赛车开发的150kW电机控制器应用SiC功率器件，尺寸仅为同功率Si电机控制器的1/4。

3、低噪声。由于SiC器件的高开关频率特性，SiC电机控制器的开关频率可以提高到20kHz以上，电机控制器的输出电流谐波含量更低，有效降低了电机的转矩脉动，既减小了电驱动系统噪声，也降低了与整车车身的共振，使电动汽车在行驶过程中，尤其是加减速过程中的噪声明显减小。

1.4、本文主要研究内容

    本文主要分六个章节展开叙述，以SiC功率器件替代Si基功率器件在电机控制器中的工程应用问题为背景，研究应用SiC功率器件的电机控制器在软件、硬件和结构设计上的设计难点和效率提升措施，并设计一台电机控制器，对上述研究内容进行试验验证，本文主要研究内容如下：

第1章：绪论。首先介绍本文课题的研究背景，然后对电机控制器和SiC功率器件的国内外现状进行研究；通过参阅大量国内外相关文献，总结了碳化硅功率器件和碳化硅电机控制器等的国内外的研究现状。

第2章：SiC功率器件的特性及损耗分析。对比SiC与Si因器件特性不同带来的损耗差异；分析影响功率器件损耗的因素，为电机控制器的硬件系统开发提供理论依据。

第3章：基于碳化硅的电机控制器硬件系统。根据电动汽车行业对电机控制器的高效率、高功率密度、高可靠性、高集成的需求，制定电机控制器的参数指标，规划电机控制器的系统总体方案和关键器件选型，研究通过系统、驱动、结构布局降低电机控制器的损耗，提高可靠性。

第4章：基于谐波电流补偿算法的电机转矩波动抑制和噪声降低。由于SiC具有快速开关特性，使得需要高开关频率的谐波电流补偿算法成为可能。研究在PMSM的矢量控制算法基础上，通过高开关频率的谐波电流补偿算法抑制扭矩波动，从而降低电动汽车电驱动系统的噪声；并通过Matlab/simulink仿真验证高开关频率下的谐波补偿效果。

第5章：测试及验证。搭建双脉冲测试、台架效率MAP测试和整车NVH测试环境，对上述方案和算法进行试验验证。

第6章：全文总结与展望。
第2章碳化硅电机控制器损耗计算数学模型及损耗分析

2.1引言

    常见的功率半导体器件有：功率二极管、双极晶体管、电力场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管等。其中后两种半导体器件广泛应用于功率电路中，具有开关速度快，开关损耗低，通态压降低，输入阻抗高，驱动功率小且驱动电路简单，工作频率高等特点，在工控及汽车等行业得到广泛应用。

    MOSFET和IGBT在工作时，均会产生损耗，损耗以热能的方式散发出去，导致器件周围温度升高，当温度超过一定阈值，超过功率器件的耐受温度，会降低功率器件的使用寿命，甚至导致功率器件热失效。因此选用功率器件时，需要对功率器件进行损耗计算和热设计。

    以SiC材料制成的MOSFET因开关速度快，导通阻抗低等优点，可以显著降低功率器件损耗，从而降低发热量并提升效率。但是由于开关速度的加快，同时带来了更高的电压尖峰，对损耗计算和电机控制器的驱动电路提出了不同的要求。

本文以SiC功率器件的损耗分析为例，阐述功率半导体器件的损耗组成和计算方法，进一步分析SiC器件和Si器件的不同特性，以及这些特性会对损耗产生哪些影响。

2.2、功率器件的损耗组成

SiC功率器件损耗的产生，主要源自其内部的晶体管和续流二极管的损耗，以SiC功率器件为例，损耗计算如图2.1所示。SiC器件的损耗组成与IGBT相同，损耗的计算方法也一致。下文通过研究功率器件的损耗计算方法，得到影响功率器件损耗的相关参数，然后对比相关参数的数值大小，获得SiC器件损耗低的原因，以及应用中的设计原则。

2.3、碳化硅功率器件的损耗计算方法

在应用功率器件时，除了电气参数要满足电气负荷的需求之外，还需要对功率器件进行热设计，热设计的第一步是通过计算获得功率器件的损耗。作为功率器件，SiC与Si功率器件一样，不是理想开关，体现在：

1、SiC功率器件导通时，存在饱和电压VDS(sat) ；

2、SiC功率器件开关时，会产生开关损耗E(on)和E(off) 。

VDS(sat)带来通态损耗，E(on) 和E(off) 为开关损耗，SiC总损耗等于三者之和。续流二极管主要有两种工作状态：

1、正向开通：产生正向导通电压VF；

2、反向恢复：产生反向恢复损耗Prec。

VF引起导通损耗，Prec为关断时的反向恢复损耗，二极管的总损耗为导通损耗与关断损耗之和。VDS(sat) ，E(on) ，E(off) ，VF和Prec是功率器件的固有属性，不同品牌和型号的SiC功率器件，其VDS(sat) ，E(on) ，E(off)，VF和Prec也不同。

2.3.1电压源型逆变器的功率器件损耗计算数学模型

电机控制器拓扑分为电流源型逆变拓扑和电压源型逆变拓扑。在电机控制器中主要采用电压源型逆变拓扑，功率部分为三相桥式逆变结构，如图2.2所示：

由于三相桥臂结构对称，对其电路模型进行简化。单路桥臂的电路模型简化原理如图2.3所示：

电动汽车用电机控制器拓扑对于上述电压源型逆变器的单桥臂电路模型，进行正弦脉宽调制。为了便于计算电压源型逆变器单桥臂损耗，进行如下假设：1）忽略SiC的开关延时和死区时间；

2、忽略结温变化带来的器件特性变化；

3、逆变器在线性调制状态下工作；

然后计算SiC功率器件的各部分损耗：

1、平均通态损耗的计算公式为式（2.1）：

4、续流二极管通态损耗

同一桥臂的上下桥不能同时导通，在SiC器件开、关过程中，功率器件与负载形成的回路，电流不能发生突变，因此需要一定的死区时间，并且在死区时间内需要二极管完成续流。因此二极管的通态损耗计算如式2.10、2.11：

5）续流二极管反向恢复损耗

二极管的开通损耗较低，因此忽略不记，二极管的关断损耗如公式2.12：

三相桥式逆变电路拓扑为六个功率开关管，因此三相桥臂的总功耗为6PA。

由上述公式可知，功率器件的损耗主要由器件本身的导通阻抗、开通和关断损耗及电气负载大小决定，对开关时电压与电流变化时重叠的面积积分，可以计算出单次开/关的损耗，开关速度越快，则重叠面积越小，开关损耗越低。同时，开关速度与驱动电路的设计有关。因此，合理的器件选型和驱动电路设计，有助于功率器件降低开关损耗。

2.3.2、SiC与Si的参数及损耗对比

为了比较碳化硅和硅半导体的参数差异，选取功率接近的SiCMOSFET及Si基IGBT产品，从数据手册中选取相应数据，进行参数对比。

选取标称直流电流为820A的英飞凌公司IGBT模块，内部结构如图2.4所示：

选取峰值通流能力接近800A的斯达公司的SiCMOSFET模块MD500HTR120P6，内部结构如图2.5所示：

分别选择Si基IGBT和SiCMOSFET数据手册中影响功率器件导通损耗的通态压降参数，VCE(sat)为SiIGBT的通态压降，如图2.6所示：

从图2.6中可以看出，当集电极电流开始上升，SiIGBT的通态压降约从0.4V开始增长。VDS(sat)为SiCMOSFET的通态压降曲线，如图2.7所示。SiCMOSFET的压降随着电流的增大，从0V开始线性增大，当电流低于230A时，SiCMOSFET的通态压降明显小于Si基IGBT，而随着电流上升，当电流超过300A后，SiCMOSFET的通态压降超过Si基IGBT。因此SiC器件的高效率区间更适合低负载工况。

Si基IGBT数据手册中影响功率器件开关损耗的参数E(on)和E(off)，如图2.8所示：

选取SiCMOSFET数据手册中影响功率器件开关损耗的参数E(on)和E(off)，如图2.9所示。选取Ic为600A时，SiIGBT和SiCMOSFET分别对应的E(on)和E(off)，可以看到SiC模块的开关损耗只有Si器件的1/3，说明SiC器件的开关损耗较低，尤其适用于开关频率较高的工况中。关于续流二极管的参数对比，不再一一列举。

2.4、碳化硅功率器件的损耗影响因素分析

通过对功率器件的损耗组成分析，获得影响功率器件的损耗值大小的三类因素：

1、器件本身特性的影响；

2、驱动电路的栅极电阻选型；

3、功率器件散热条件。

其中器件本身特性主要与所使用的功率半导体材料和结构工艺有关，SiC器件的E(on)和E(off)显著低于Si器件。因此SiC器件将逐步替代Si器件，作为电机控制器的功率器件的首选方案。

在器件选型确定后，器件固有属性，如通态阻抗已经确定，通态损耗只受到电气负荷大小影响。剩余两个因素则可以根据设计需求进行调整，从而具备了进一步降低损耗的可能性。

在功率器件的损耗计算中，开关断损占据较高比重。开关损耗的大小主要与功率器件的开关速度有关，开关速度越快，对应的开关损耗越低。而功率器件的开关速度主要受到驱动电路设计参数的影响。

驱动电路是驱动功率器件动作的外围设计电路，通常具备电气信号隔离、驱动功率器件开关和保护功能，驱动电路基本原理如图2.10所示。其中栅极驱动电阻值Rg的选取直接影响功率器件的开关速度，Rg取值越小，MOSFET的栅源电容Cgs的充、放电速度越快，开关速度越快。

SiCMOSFET的开关过程，实际是电源对栅极电容进行充放电的过程。以型号为IMW120R045M1的英飞凌SiCMOSFET为例，其栅极电荷量Qg与栅源电压VGS(th)(Gate-sourcethresholdvoltage基-源极阈值电压)之间的关系如图2.11所示，达到3.5V开通阈值时需要10nC，此时器件开始导通；达到15nC时，进入米勒平台阶段；达到50nC后，SiC器件进入饱和导通。关闭过程则与之反向。

Qg的充电公式[57-60]如式2.16所示：

其中ton为充电时间，ig为充电电流，其大小由栅极驱动电阻值Rg和驱动电源电压决定，器件选定后Qg和电压的关系固定，则ton的大小由Rg决定，Rg越大则SiC器件的开通/关断时间越长，器件损耗越大。驱动电阻的阻值选取，还需同时考虑SiC功率器件的开关速度和杂散电感带来的脉冲尖峰，因此通常通过试验来验证选型的合理性。为了测试不同驱动电阻下，器件开/关时间和损耗，分别设置驱动电阻为4Ω和15Ω，负载电流20A，在结温175℃条件下测试功率器件的开通和关断波形，如图2.12所示：

通过积分计算可得，在驱动电阻为4Ω和15Ω时，导通时间的差异约25ns，开通损耗分别为368uJ和594uJ，关断损耗分别为46uJ和131uJ；随着驱动电阻的降低，开关损耗降低了70%。但是图2.12中，随着驱动电阻的降低，器件导通时的瞬态电流也产生了更大的尖峰，在恶劣工况下会产生过流风险，同时更大的电流震荡所带来的di/dt，会在引线电感上产生更高的电压尖峰，尤其在器件关断时，尖峰电压叠加母线电压可能造成SiC功率器件的过压击穿。

由于引线电感等寄生参数的存在，功率器件开关速度越快，寄生参数带来的电压和电流震荡越高。回路引线电感越大，开关时功率器件端电压Vds及电流Ids震荡越明显。

2.5基于碳化硅的电机控制器损耗仿真模型

在Matlab/Simulink环境下，根据前文阐述的计算方法，建立电机控制系统损耗仿真模型。为了能直观的比较不同功率器件在不同负载大小下的损耗，本文以间隔取点的方法依次获得转矩和转速二维表，结合模块当前的直流电压、三相电流、占空比开度，计算电机在特定转速和扭矩下的电机控制器效率。如图2.13所示：

以上是用公式法搭建的损耗模型，可以计算出在一个稳态工况下功率器件的平均损耗，通过输入当前工况的电气负荷参数，以及功率器件的E(on)和E(off)等器件特性曲线，可以计算出控制器在该工况下的损耗值。

给定一组电气负荷，如表2.1中所示：

通过上述Matlab仿真模型计算出单个Si器件及SiC器件的损耗值，如表2.2所示。其中栅极电阻根据器件数据手册中的实验条件选取；通过曲线拟合方式获得数据手册中E(on)和E(off)等相关参数值。通过损耗数据对比，可以看出，SiC器件的通态损耗和开关损耗均低于Si器件，在该工况下SiC器件损耗约为Si器件的1/3；使用Si-IGBT方案控制器效率约为97%，更换为SiC后控制器效率高达99%，电机控制器效率提升约2%，效率提升效果显著。

2.6本章小结

本章分析了功率半导体器件的损耗组成，对损耗的每一个组成部分进行公式推导，获得功率器件损耗的计算方法。然后分别选取功率相近的Si基IGBT和SiCMOSFET的器件参数，对比了SiC功率器件相比于Si基IGBT在开关损耗和通态损耗上的优势。最后用Matlab建立功率器件的损耗仿真，对比了用SiC替代Si器件带来的效率提升。

第3章基于碳化硅的电机控制器硬件系统

3.1引言

本文研究的电机控制器主要针对纯电动汽车，通过驱动永磁同步电机实现电驱动系统的功能。新能源汽车对电驱动系统的要求是，高效率、高功率密度、高可靠性、低噪声。为了满足上述要求，电机控制器需要满足低损耗、结构紧凑、低转矩脉动的要求。基于SiC材料的MOSFET，本章提出了电机控制器的总体结构和硬件设计方案，通过系统架构设计、关键器件选型、散热结构设计、主控电路和驱动电路设计，完成了电机控制器的总体硬件方案和样机设计。

3.2电机控制器总体架构

电动汽车的电机控制器主要由两部分电路组成，分为控制电路和逆变电路；逆变电路的主拓扑是三相全桥逆变电路，通过功率器件将电池的直流电逆变成电压、频率可调的交流电；控制电路包含采样、信号处理、运算、保护等功能，通过主控芯片中的电机控制算法产生PWM信号，从而驱动功率器件动作；逆变电路中包含驱动电路，为逆变电路提供驱动能力，驱动电路主要包括SiC驱动电路和过流保护电路。

目前主流的新能源车企的电驱动系统不断提升功率需求，以满足客户对百公里加速和爬坡性能等动力性要求，如2吨重的电动轿车会选用峰值功率120kW以上的电驱动系统。为了测试SiC电机控制器的实际损耗，以及满足市场对大功率电驱动系统的需求，本文设计一台150kW的电机控制器，使用SiC模块作为逆变单元的功率器件，电机控制器整体技术指标，如表3.1所示。

目前市场上主流的使用Si基功率器件的电机控制器，最高工作效率可达到98%。使用SiC功率器件后，电机控制器的平均工作效率和最高工作效率均可实现提升。

本文设计的SiC电机控制器硬件系统框图，如图3.1所示。电机控制器硬件系统框图中包含控制电路和驱动电路，其中控制电路包含DSP及外围电路、信号采样电路、旋变编码器处理电路、开关电源电路等；驱动电路包含SiC驱动电路和过流保护电路。控制电路中，主芯片采用永磁同步电机矢量控制算法，生成PWM脉冲信号，驱动由功率模块组成的三相桥式逆变电路，输出幅值、频率可调的三相交流，实现永磁同步电机的调速。

3.3、SiC电机控制器的驱动电路

SiC电机控制器的驱动电路主要包含SiC功率器件、SiC驱动电路、驱动保护电路和主动保护电路(ActiveShortCircuit)。

3.3.1、SiC功率器件选型

SiC功率器件选型对电机控制器的效率起关键作用。选型时重点考虑两个参数，母线电压和集电极电流。储能电池电压最高为820V，在此基础上还需要考虑SiC器件开关时叠加在母线电压上的尖峰电压，因过压保护延时需预留的母线电压上升空间，及一定的使用裕量；综合评估，选择标称漏源极耐压为1200V的SiC模块。对于820V的母线电压工况，当峰值输出功率为150kW时，对应的交流输出电流有效值约为250A，考虑电流裕量，标称漏源极电流需大于400A；综合考虑，选用国产功率半导体厂商的SiC模块MD500HTR120P6，其标称参数为1200V，500A。SiC功率模块其他参数如表3.2所示：

表3.2中的典型值，仅在上述测试条件下测得。例如tr和tf数值，测试条件中列出RG=0Ω；如果调整驱动电阻，开关时间也会相应变化。

SiC功率器件的实物图如图3.2所示：

图3.2中的SiC功率模块的封装形式为HybridPACK封装，与目前市场主流的Si模块封装一致，可实现同封装互换。

3.3.2、SiC功率器件的驱动电路

驱动电路的设计原则在第二章中已经做过阐述，基于SiC器件的高频开关特性和驱动能力需求，选择Infineon公司的汽车级驱动芯片，型号为1EDI2002AS；该芯片是单通道隔离的IGBT驱动芯片，电气隔离电压高达6kV，可以驱动600V和1200V的功率器件。初级侧支持5V逻辑电平，带有16位标准SPI接口；具备完善的保护功能接口，支持退饱和监测、可编程的两级驱动信号关闭/开启通道和主动短路保护策略，尤其适用于对功能安全等级要求较高的电动汽车行业。

驱动芯片初级侧和次级侧通过电气隔离，使高压回路与低压控制回路不共地，避免高压侧干扰耦合到低压侧，如果高压侧出现短路等异常工况，也能避免将故障传导到低压侧，防止过高电压击穿低压回路上串联的其他零件。驱动电路初级侧功能主要是接收主控芯片发出的PWM脉宽调制信号，同时该款驱动芯片的SPI通讯与主控芯片相连，可以将驱动芯片自身检测到的过压、过流等故障以SPI通讯的方式反馈给主控芯片。

以W相下桥驱动电路为例，初级侧电路如图3.3所示：

驱动电路的初级侧和次级侧通过驱动芯片实现电气隔离。驱动电路的次级侧电路包含驱动、退饱和监测、主动短路保护功能。驱动功能通过基极驱动电压管脚Pin6实现，Pin6接驱动电阻R288后，直接连接到W相下桥的基极驱动管脚，当Pin6为高电平时，SiCMOSFET导通，反之则关闭。同时，由于引线电感的存在会带来桥臂串扰，因此驱动电路设计中增加负压关断以保证关断的可靠性。

驱动电路次级侧原理图如图3.4所示。驱动电阻R288的阻值根据第2章2.4小结的分析，取值为1Ω，然后根据双脉冲测试结果再进行调整。

3.3.3、SiC功率器件的驱动保护电路

功率器件过载能力有限，在过流、短路等极端工况下极易失效。本文采用退饱和监测功能来持续监测VDS两端电压。当SiC模块开通时，如果流过的电流过大，超过设计阈值，则VDS两端电压将超过正常工作的电压范围。VDS电压与ID相关性曲线图如图3.5所示，通过驱动芯片的DESAT管脚监测VDS电压，功率器件的集电极和DESAT管脚之间，串联一个反向高压二极管和电阻R284，对短路保护值进行调节。

根据图3.5中SiC模块的VDS电压与ID相关性曲线所示。当功率管正常导通时，集电极电压不超过1V，当VDS电压超过4V，则模块电流超过1000A，则认为SiC模块发生了短路或过流，考虑到反向二极管的管压降约为0.5V，将DESAT管脚检测值设定到4.5V，则功率管流过电流超过1000A时，会触发驱动芯片的DESAT保护。

当驱动芯片的DESAT保护功能被触发，驱动芯片会同时触发两个动作：第一，驱动芯片将关断自身PWM输出，保持低电平，防止W相下管导通；第二，驱动芯片OSD管脚由高电平变为悬空，OSD内部的下拉电阻将管脚拉到低电平，此时使得U28的ASC管脚同时被拉低。U28是一款隔离单通道栅极驱动升压器，与驱动芯片配合可实现主动短路功能。其他五路驱动电路拓扑与W相相同，U28的ASC信号也连接其他五路驱动芯片的OSD管脚；当ASC管脚被拉低，U28的输出管脚5和7被拉低，通过R113~R115电阻与R288驱动电阻形成分压，从而拉低W相下管的驱动电压，其他5个功率管可以通过相同方式被关断，从而达到关断三相桥输出的目的。

当电动汽车在道路上行驶时，如果车速高于一定值，永磁同步电机的反电势会高于电池电压；此时如果关断三相桥PWM输出，三相桥臂的续流二极管将形成三相整流电路给电机控制器的直流链支撑电容充电，当电压超过直流电容耐压，会导致直流电容过压击穿，最终导致电机控制器损坏。

为避免上述情况发生，对三相桥的上桥和下桥驱动电路进行分别处理，如图3.6所示：

下桥驱动电路的ASC信号除了连接到隔离升压器，还通过R51连接到MCU的控制引脚。如果车速过高，则MCU将引脚置为高电平，使ASC信号保持高电平，使得下三桥的U28等隔离升压芯片的5和7管脚保持高电平输出，从而使下三桥保持导通。上三桥ASC则直接拉低，不受ASC功能控制，由驱动芯片的TON和TOFF管脚分别连接隔离栅极升压器的TONI和TOFFI引脚开关，如图3.7所示，此时TON与TOFF的状态受到MCU控制，相比于ASC有更高优先级。当上桥驱动芯片故障时，TON与TOFF输出丢失，则ASC引脚控制栅极升压器持续将驱动信号拉低，防止功率器件误导通，保证驱动电路可靠性。

6路驱动电路共同组成了SiC电机控制器的驱动板，为减小驱动电路的引线电感，驱动板与SiC功率器件直接通过Pin针连接。

3.4、SiC电机控制器的控制电路

控制电路包含采样电路、控制芯片及其外围电路、电源电路等，主要功能是通过电压、电流、位置信号采样和运算生成PWM脉宽调制信号，驱动三相桥式逆变电路开关；以及生成多路电源给控制芯片外围电路和驱动电路供电。控制电路的电气原理图如图3.8所示：

控制器的主控芯片选用满足功能安全ASILC等级的3核CPU，型号为英飞凌公司的TC275；TC275是英飞凌的AURIX系列车规级处理器，具备3个运算核和2个校验核，Flash存储空间达到4M，可以满足电机控制算法的实时要求。同时TC275具有丰富的外设资源，包含4个CANFD接口，一个I²C接口，8个独立的输入通道可用于调节触发和输入选择，8个独立输出通道可实现事件的组合和中断，实现功率器件的驱动和快速保护功能。

控制板上电源电路框图如图3.9所示，在图3.9中KL30和KL31分别为电动汽车低压蓄电池的正极和负极，KL15_SBC为钥匙开关信号。TURN_OFF为安全关断控制信号。控制器静态功耗需要控制在100uA以内，所以当车辆不被唤醒时，控制器内部电路应当以最低功耗运行，因此电源电路中使用了TLF35584电源控制芯片(SBC)来控制低压供电。该芯片支持硬件唤醒和Can唤醒功能，当KL15为低电平且Can通讯没有收到唤醒帧时，SBC通过控制关断后级升压电路(BOOST)的输入，使驱动板上的元器件电源断开，同时主控芯片也进入低功耗模式。当SBC被KL15或者Can通讯唤醒时，后级电源获得电源输入，同时主控芯片退出低功耗模式。

控制板如图3.10所示：

3.5关键器件选型

关键器件通常为价格较高或功能重要的器件，从上述方面评估，控制器的关键器件包含主控芯片、驱动芯片、功率器件、直流链支撑电容、电流采样传感器、旋变解码芯片等。根据总体设计目标及功率器件选型，可确定其他关键器件的选型，如驱动芯片、直流电容等，不再一一列举。

电机控制器硬件方案关键器件清单，如表3.3所示：

3.6结构与散热设计

为缩小电机控制器体积，控制器内部采用层叠式结构，自上而下依次是控制板、屏蔽板、驱动板、功率器件、水道和DC-LINK电容，电机控制器的层叠结构如图3.11所示:

样机实物照片如图3.12所示。从图3.12的试验样机中可以看出，功率部分采用“三明治”水道结构，从上至下依次是SiC功率模块，水道和DC-LINK电容。紧凑的结构设计有效的利用了垂直空间，使水道同时冷却功率模块和DC-LINK电容，水道的利用率更高。

底部壳体与外壳独立，安装时从水道下方先装入电容和底板，然后再组装水道上方的功率器件和驱动板等，共壳体水道透视图如图3.13所示。

功率模块和水道之间通过橡胶圈密封，功率模块底部为Pin-Fin齿针结构，Pin针伸入到水道内部，增大与水道的散热面积，使功率器件产生的热量更容易被带走。

3.7本章小结

本章根据电动汽车行业对电机控制器的高效率、高可靠性、高集成的需求，制定了电机控制器的参数指标，并规划了电机控制器的系统总体方案和关键器件选型，完成了驱动电路设计并在驱动电路中增加了主动短路保护功能。在结构设计中使用“三明治”结构设计了共壳体的一体化水道，有效利用电机控制器内的垂直空间。最终完成了一台150kW电机控制器样机。

第4章基于谐波电流补偿算法的电机转矩波动抑制和噪声降低

4.1引言

在第三章内容中提到，由于功率器件不是理想开关，其开通和关断的过程中需要一定的上升/下降时间，需要在实际应用中设置一定的死区时间来防止桥臂直通。死区时间的存在导致永磁同步电机的输出电流中含有明显的谐波电流，其中5、7、11、13次谐波含量尤为显著，从而产生转矩脉动，转矩脉动会影响电机平稳运行，增大电驱动系统噪声，降低系统NVH性能。

对电机控制器输出电流中的高次谐波予以补偿，可以降低输出电流中的谐波含量，进而降低电机的输出转矩波动，最终降低电动汽车电驱动系统的噪声。由于谐波次数等同于基波频率的倍数，理论上电机控制器输出的谐波电流的正弦度受功率器件的开关频率影响。电机控制器使用Si功率器件时，开关频率通常低于10kHz，因此使用Si器件的谐波电流抑制算法对扭矩的抑制效果有限。由于SiC具有快速开关特性，使得高开关频率的谐波电流补偿算法成为可能。

为了提升汽车电驱动系统的NVH特性，本章在分析永磁同步电机矢量控制算法和谐波电流补偿算法的基础上，通过应用SiC功率器件提高开关频率，进一步改善谐波电流补偿对转矩波动的抑制效果；然后通过Matlab/Simulink仿真对谐波电流补偿算法进行验证，并对比分析谐波电流补偿算法在不同开关频率下对转矩波动幅值的影响，验证基于SiC的电机控制器可通过高开关频率的谐波电流补偿算法改善电机驱动系统的转矩脉动抑制效果，降低电驱动系统噪声，提升NVH性能，从而提升电动汽车的驾驶感受。

4.2永磁同步电机的矢量控制

由于永磁同步电机具有高效率、高功率密度和高动态性能，被广泛应用在电动汽车行业中。永磁同步电机按照转子结构主要分成三类：表贴式、内嵌式和插入式。这三种结构各有优缺点，对于表贴式电机，结构最容易实现，由于制作简单，工艺要求低，成本不高，但是无法在高速运转，而且会出现退磁的现象。内嵌式电机缺点也在于无法高速运转，但是其功率密度较大。插入式电机性能最优，但制作复杂，工艺要求高，成本也较高。永磁同步电机主要由两部分组成：定子和转子。永磁同步电机以转子位置为参考，通过输出三相交流电给定子，控制电机旋转。

4.2.1永磁同步电机数学模型

永磁同步电机的直交轴电流坐标系如下图所示，id和iq分别对应为直轴电流和交轴电流，电流极限圆是一个固定的圆，电压极限圆是一个椭圆，其半径随着转速上升而减小，相电压和相电流均受到两个极限圆的限制。如图4.1所示：

永磁同步电机会有磁阻转矩，原因在于其转子磁路结构不对称，而最大扭矩电流比的策略刚好可以利用这部分磁阻转矩，使电机的输出转矩最大。永磁同步电机的数学模型可以用图4.2坐标系表示。图4.2中用三个线圈来表示定子A、B、C三相绕组，三相绕组在永磁同步电机上位置是不变的，电机转子以ωr角速度顺时针方向旋转，其中θ为ψr与A相绕组间的夹角，θ=ωt+θ0，θ0为t=0时刻的夹角。

三相绕组的电压回路方程为：

由数学公式4.4可知，电机参数与转子位置有耦合的关联，所以永磁同步系统是非线性的。但是以上数学模型较为复杂，在工程应用中系统结构和算法也变得非常复杂，通常利用等价转换的数学公式和坐标变换，永磁同步电机在α−β 静止坐标系上的等效方程：

α−β坐标系为空间上静止的两相正交坐标系，不随转子的位置变化而变化，其中α轴与三相坐标系的A轴重合，β轴超前α轴90度。

ABC三相坐标系到α−β两相坐标系，变换数学公式为:

该式也称为Clark变换。其逆变换为：

其中，0i为电机的0序电流分量。

然后，建立永磁同步电机在d/q轴的等效方程。d/q轴为旋转的两相坐标系，其旋转角度与转子的旋转角度相同，q轴超前d轴90度。d轴为直轴，q轴为交轴。其称为旋转坐标系的原因在于，dq轴方向与转子旋转方向有关，d轴方向与转子磁极之间的中心线重合，q轴方向与相邻两个磁极之间的垂直等分线重合。

ABC三相交流坐标系可以通过下面方程转化为d/q两相直流坐标系：

4.2.2永磁同步电机的矢量控制算法

矢量控制是目前针对永磁同步电机使用的最常见最有效的控制方法，其本质是对电流的控制，通过控制直轴和交轴电流，完成电机的平稳运行。低速区通过最大扭矩电流比（MTPA）控制，保证效率最优化，高速区通过弱磁控制，达到最高转速，二者结合使全转速控制效果达到最优。

矢量控制转子磁链电角度φ是通过磁通观测器求得静止坐标系下αβ轴的转子磁链ψrα、ψrβ，然后经过变换观测所求得的。如图4.3所示。

旋转坐标系d-q轴中，id/iqα的分量决定了电磁转矩的大小，通常使用id于0的控制方法，此时PMSM的电压方程可以写成:

此时电机电磁转矩的大小与iq电流成正比。在控制系统中，需要调节不同的iq大小来调节电机旋转速度并分配不同的矢量电流。通过电流环的闭环调节，可以认为实际的id/iq接近于给定。由于流过电机本体的电流为三相交流电流，实际控制时需要将三相电流通过坐标变换转换为两相的id/iq。由于d/q坐标系是随转子旋转的坐标系，为实现坐标系静态和动态的相互转换，必须要实时检测转子位置，转换为实时的角度信息用于坐标变换。PMSM的矢量控制算法如图4.4所示。

在图4.4中，控制过程如下：首先获取转子位置，将位置信号转换为角度信号，一部用于计算电机转速，一部分用于坐标变换。将三相定子电流通过Clark变换转化为iα、iβ两相静止的坐标系，再通过park变换转换为id、iq两相旋转的坐标系，然后与指令电流比较形成电流环闭环控制，最后输出Uα、Uβ，再通过SVPWM调制和Clark逆变换输出实际三相电流。通过调节电流的id、iq，即可控制电机不同转矩的输出。

上述坐标系中，α/β是静止的坐标系，d/q是旋转的坐标系。两个坐标系之间的变换关系如下:

称为Park变换，以上是永磁同步电机的矢量控制原理。

4.3带谐波电流补偿算法的矢量控制

由于功率器件死区的存在，以及电机电磁设计时带来的气隙磁场间隙，导致永磁同步电机的输出电流中含有明显的谐波电流，其中5、7、11、13次谐波含量尤为显著，从而产生转矩脉动，转矩脉动会影响电机平稳运行，增大电驱动系统噪声，降低系统NVH性能。因此矢量控制中引入谐波补偿算法有重要意义。

本文基于SVPWM对谐波电流补偿进行研究，在谐波电流反馈控制的基础上增加谐波电压前馈控制，组成前馈反馈控制系统，增加控制系统自由度，提高控制系统抗扰能力。

矢量控制使用的是dq轴旋转坐标系，电流在坐标变换的同时，其谐波分量也同样随之进行变换，从而反映出不同阶次的谐波电流含量。因此需要先对各次谐波电流进行提取，然后对提取出来的谐波电流进行补偿。

忽略电流变化的动态过程，稳态下电流可以分解成如下方程。

绘制三相静止坐标系与dq旋转坐标系关系，如图4.5所示：

在图4.5中ABC为三相静止坐标轴，分别对应的是电机定子三相绕组，dq为旋转坐标轴；d5、q5为分解出的5次谐波含量旋转坐标轴，其旋转的转速为5倍的同步电机转速，方向与同步电机旋转方向相反；d7、q7为分解出的7次谐波含量旋转坐标轴，其旋转的转速为7倍同步电机转速，方向与同步电机旋转方向相同。关于谐波电流的坐标变换，如下式所示：

以5、7次为例，提取示意图如图4.6所示，在坐标变换中，将5、7次谐波电流的静止坐标系转换成5、7次谐波电流的旋转坐标轴，坐标变换角度分别用−5θe和7θe来代替。

为了得到5、7次电流的id/iq大小，可以利用低通滤波器将交流分量过滤掉。三相采样电流经过坐标变换转换到静止坐标系下，最终得到id5/iq5、id7/iq7等各次谐波电流。该方法是根据电机转子的位置实时计算检测出5、7次谐波电流，所以即使在电机转速和频率存在较大波动时，该方法依然能很好地检测出谐波电流的分量。

检测出5、7次谐波电流的大小之后，需要进一步得到谐波电流的补偿值，谐波电流补偿框图如图4.7所示。

在反馈谐波电压控制的基础上，增加前馈谐波电压控制，如图4.8所示，有利于消除谐波电流在稳态工况下的跟踪径差。

将提取出来的id5、iq5、id7、iq7谐波分量分别与id5ref、iq5ref、id7ref、iq7ref的给定目标值做差，然后将各个差值作为PI控制器的输入量，通过闭环控制输出得到谐波的电压分量，再叠加在基波的Uα和Uβ电压上面，最终通过SVPWM输出，可以实现对转矩脉动的抑制。

图4.9为基于SVPWM的永磁同步电机控制整体框图，其中包括谐波电流检测和抑制模块。

4.4不同开关频率下的谐波电流补偿效果仿真验证

为了验证谐波电流补偿算法对扭矩抑制的效果，使用Matlab搭建谐波电流补偿仿真模型，并对比不同开关频率下谐波补偿下的扭矩波动，验证提高开关频率对谐波电流补偿的改善效果。

1、谐波电流补偿仿真的谐波检测

基于SVPWM的谐波补偿功能输入为基波参考量，为了实现谐波输入，在调制环节实现5,7,11,13次谐波的注入，可以通过使能开关实现谐波信号的独立注入，在仿真中定义th5_en，th7_en，th11_en，th13_en四个变量来控制具体次谐波的注入，开关逻辑为：

在控制系统中增加谐波检测模块，在坐标变换之后，通过低通滤波器来实现，将5次谐波的dq轴电流和7次谐波的dq轴电流提取出来。但是通过低通滤波器检测的5、7次谐波电流仍然存在一定波动。所以检测出来的谐波精度将直接影响谐波补偿的效果。为便于观察，仿真数据中的波形全部转换为静止的坐标系。

2、谐波电流补偿仿真的谐波计算

在控制模型中增加谐波电压计算环节，如图4-10所示：

增加谐波补偿功能的SVPWM的永磁同步电机控制整体仿真模型如图4.11所示：

其中谐波补偿环节分别注入5、7、11、13次谐波.

整个控制系统采用矢量控制，具有转速闭环和电流闭环，同时在基波电流环基础上增加了谐波电流环，实现转速和转矩的闭环控制。从图4.15中可以看出，由于采用id等于0控制，转速信号的目标值与实际值的偏差，经PI控制器调节，直接给到q轴电流。将实际三相电流通过坐标变换，转换为id/iq参与PI控制，得到Ud/Uq通过park逆变换得到Uα和Uβ，最后叠加谐波电压，输入到SVPWM模块，最终输出PWM信号，控制永磁同步电机。

转速环工作原理为将电机的实际转速与目标转速的差值作为PI调节器的输入，通过PI调节输出到电流指令。

PI控制算法如下：

式中，Kp、Ki——PI算法的比例系数、积分系数。理想的转速环PI控制仿真模型如图4.12所示

图4.12为理想的PI控制器，实际仿真时一般会进行离散化，增加零阶保持器模块来模拟现实控制器的离散控制，如图4.13所示：

电流环模块其工作原理为：首先对电机的实际电流进行坐标变换得到变换电流，然后获取变换电流与指令电流差值，将差值作为输入给到PI调节器，输出Ud、Uq指令。PI控制算法公式：

式4.29中，Kp、Ki——PI算法的比例系数、积分系数。

对于理想的电流环PI控制器，实际仿真时一般会进行离散化，增加零阶保持器模块来模拟现实控制器离散控制的情况。

Clark模块将三相交流坐标系转换为两相直流坐标系；Park模将两相静止坐标系转换为两相旋转坐标系；Anti_Park模块将两相旋转坐标系转换为两相静止坐标系，相关公式可参考文献或教材，本文不再重复赘述。

3、无谐波电流补偿算法的仿真结果

分别关闭和打开谐波补偿开关，运行仿真模型，获得电机三相电流仿真波形如下图4.14所示：

未加谐波补偿的永磁同步电机正常工作时，从定子的三相交流电流可以看出，电流波形正弦度较差，存在比较严重的失真，且谐波含量较高。这是因为功率器件的死区时间导致。

然后在控制系统中增加谐波检测模块，通过低通滤波器识别出5、7次谐波。其中5次谐波的d轴、q轴分量,如图4.15所示。

为便于观察，仿真数据中的波形全部转换为静止的坐标系，如图4.16所示。

按照上述方法提取7次谐波的d轴、q轴分量，如图4.17所示。

7次谐波分量的仿真数据的波形全部转换为静止的坐标系，如图4.18所示。

图4.18静止坐标系下的7次分量在坐标变换之后，通过低通滤波器和均值滤波，将5次谐波的d、q轴电流和7次谐波的d、q轴电流提取出来，但是通过低通滤波器检测的5、7次谐波电流仍然存在一定波动。所以检测出来的谐波精度将直接影响谐波补偿的效果。

运行仿真模型，观测电机输出转矩波动。如图4.19所示，未开启谐波补偿功能时电机扭矩波动峰峰值为±0.8N·m。

将时基加大，转子位置对应的电机转矩脉动波形对应，如图4.20所示：

4、加入不同开关频率的谐波电流补偿后的仿真结果

加入谐波补偿以后，电机电流明显更加正弦，转矩波动也变小，如图4.21所示。可以看出，在加入谐波补偿后，电机的三相电流波形更加正弦，谐波含量明显减少，波形无明显失真。同时，相比于使用8kHz开关频率进行谐波补偿，20kHz的电机三相电流更加正弦。

增加谐波补偿后，电机转矩波动幅度如图4.22所示。其中8kHz下转矩波动幅值为±0.55N·m；20kHz下转矩波动幅值仅为±0.2N·m；20kHz下，电机转矩波动幅值约为8kHz下的1/3，相比不加谐波补偿功能，扭矩波动幅值仅为其1/4。

对应着电机的转子位置，分别观测8kHz和20kHz开关频率下电机的转矩脉动，对比如图4.23所示，其中20kHz开关频率下转矩脉动幅值更小。

图4.24中，整个过程中由于先设置的转速控制，需要利用大扭矩来快速提升转速，达到目标转速后，维持目标转速需要的转矩较小，所以会出现图中0s到0.2s的波形。0.2s后控制模式设置为转矩模式，输出目标转矩5Nm，可以看出扭矩基本稳定，但是存在波动。在0.5s时刻加入谐波补偿，转矩波动明显变小。

上述控制采用的基波载波频率为8kHz和20kHz固定载频，载频继续增加，转矩波动幅值将进一步减小。Si基IGBT通常最高开关频率只能用到10kHz以下，提高开关频率将带来损耗的大幅上升。而SiCMOSFET的开关频率可以提高到20kHz以上，且开关损耗在SiC功率器件总损耗中占比较较小，随着开关频率的升高，谐波补偿带来的转矩波动抑制效果更为显著，整个电机控制系统的NVH水平也将进一步提升。

4.5本章小结

本章研究了带谐波电流补偿算法的PMSM矢量控制算法。通过应用SiC功率器件，在永磁同步电机矢量控制算法的基础上引入了高开关频率的谐波电流补偿算法，降低输出电流谐波，从而降低电机转矩波动。通过仿真对比无谐波电流补偿算法以及8kHz、20kHz开关频率下应用谐波补偿算法后的转矩波动，证明了应用SiC功率模块使电机控制器工作在高开关频率下，谐波补偿对NVH具有更好的改善效果。

第5章碳化硅电机控制器性能测试与分析

本文所设计的基于SiC的电机控制器样机，通过了软、硬件联调，可以实现大功率扭矩输出。针对驱动电路设计的合理性和功率器件性能参数验证，设计双脉冲试验进行测试；针对应用SiC后电机控制器的效率提升效果，通过功率台架测试电机控制器的效率MAP进行验证；针对高频谐波补偿对NVH的改善效果，在整车端进行NVH测试。

5.1、SiC功率器件的双脉冲测试

为了快速验证驱动电路的设计是否合理，搭建一套测试台进行双脉冲测试。双脉冲测试的主要作用是对比不同功率器件的参数和性能，获取功率器件的静态参数和动态参数，以及根据功率器件在开关过程的主要参数，评估驱动电路的设计合理性。通过简单的双脉冲试验电路搭建，可以实现上述试验目的。

5.1.1双脉冲试验的基本原理

双脉冲试验测试回路，主要包含直流电源，两个被试SiC功率器件和一个负载电感。双脉冲试验的测试原理，如图5.1所示：

第一个脉冲时，Vgs变成高电平，Q2导通，VDC加到空心电感L两端，流过Q2和电感L的电流表达式为

其中VDC为电源电压，ι为负载电感的电感值，t1为第一个脉冲的导通时间。第一个脉冲结束时的电感电流由VDC、ι和t1决定，t1时间越长，则流过的电流越大,因此可以通过调整t1的大小来调节电感电流的大小。第一个脉冲结束时，Q2关断，负载L电流由D1续流，忽略电感和续流二极管损耗，该电流保持不变。

第二个脉冲时，Q2再次导通，二极管D2进入反向恢复时间，反向恢复电流Irr流过Q2，电流探头连接在下管的漏极，Ic上可以反映出Irr的大小。如图5.2所示，右侧圈出得蓝色线中产生了电流尖峰。此时电压和电流重叠的面积会产生导通损耗Eon。

在t2时刻，重点观察SiC功率器件的开通过程，Irr的幅值及变化率为判断驱动电阻选型的关键指标。第二个脉冲结束时，Q2再次关断，此时Ic电流较大，由于母线杂散电感的存在，会产生一定的电压尖峰。第二个脉冲结束时，重点观测SiC功率器件Q2两端的电压尖峰。

5.1.2、SiC功率器件的双脉冲测试结果及分析

根据上一节对双脉冲试验台的描述，搭建测试SiC功率器件的双脉冲测试台，如图5.3所示。在图5.3的双脉冲测试台中，使用金属膜电容作为直流链支撑电容，提供双脉冲所需要的瞬时能量。控制台高压部分通过安全罩进行隔离。

对于SiC功率模块，执行双脉冲试验的测试条件如表5.1所示

1、SiC功率器件开关波形

为了验证驱动电阻取值的合理性，观测双脉冲测试中第二个脉冲的开通波形如图5.4所示，测试Irr的幅值及变化率，并计算在1Ω驱动电阻下的开通损耗。

在图5.4中，Vgs为下管驱动电压，Vds_L为下管两端电压，Vds_H为上管两端电压，Id为栅源极电流。在开通时刻，Id电流叠加反向恢复电流后最高值达到700A，开通时间为100ns。通过示波器计算，SiC功率器件的开通损耗为20.4mJ。反向恢复电压达到1024V，未超过功率器件1200V耐压。

SiC模块在双脉冲试验中，第二个脉冲关断时刻的测试波形如图5.5所示

在图5.5中，各采样通道定义与图5.4一致，SiCMOSFET的关断时间约为150ns，通过示波器计算，SiC功率器件的关断损耗为35.5mJ。其中下管两端电压尖峰为1018A，未超过SiC功率器件1200V耐压。计算可得，开关总损Psw为59.9mJ。由于开关尖峰电压已接近标称耐压值，驱动电阻再减小可能会在SiC功率器件开关时产生过压风险，因此选择驱动电阻为2.2Ω是合理的。

2、SiC功率器件短路保护测试波形

在双脉冲试验中，延长第二个脉冲的开通时间，使流过功率器件的电流持续增大直至短路保护电路工作。观测到的短路波形如图5.6所示。在图5.6中，各采样通道定义与图5.4一致，电流达到1540A时触发短路保护，此时SiC功率器件的驱动信号Vgs首先关断，在500ns内下管完成关断动作，电流降到0A。在短路保护的器件关断过程中，下管关断电压尖峰冲高至1148V，未超过SiC功率器件的1200V耐压。证明了驱动电路的短路保护功能在较短时间内可靠完成短路保护。

5.2、SiC电机控制器效率MAP功率台架测试

为了验证SiC电机控制器的实际效率，通过电机功率测试台架对电机控制器的效率MAP进行测试。

5.2.1功率测试台架

功率测试试验台架用于电动汽车电驱动系统的性能测试，设备通过轴系直接与电机输出端相连，前端安装高精度的扭矩传感器与速度传感器，提供高精度的测量数据。台架拓扑如图5.7所示：

其中对拖电机及控制器安装在环境仓内，环境仓可调节温度、湿度，使用高强度钢板保障试验人员安全，并且提供观察窗便于观察试验状态，拖动电机及环境仓如图5.8所示.

其中电池模拟器的输入为工业用电，通过AC/DC变换输出直流电给SiC电机控制器，同时具备DC/AC输出能力，可在电机被反拖时将能量回馈给电网。电池模拟器输出能力如图5.9所示。其中在400V电压下电源额定输出电流高达950A，峰值功率高达450kW。在800V电压下电源额定输出电流达400A，可以满足150kW电机控制器对电源输出能力的要求。

台架清单如表5.2所示：

5.2.2、SiC电机控制器效率Map测试结果及分析

测试用的功率台架为高精度性能测试台架，其中冷却水温度按照SiC电机控制的冷却液工作温度要求设置为65℃，水流量为8L/min。

设定性能台架的测试步长，转速步长为100rpm，扭矩步长为50N·m，获得电控效率MAP如图5.10所示。由图可知，电机控制器的高效区集中在高速低扭区间，效率最高点为99.4%，效率大于95%的区域达到85%以上，满足设计目标。在低速高扭区，对应到控制器是低压大电流区域，由第二章的损耗计算公式可知，在低压大电流区域，SiC器件的损耗占比较大，因此该区域内效率较低。

在电动汽车行业内，Si模块电机控制器目前能达到的最高效率为98.3%。SiC模块的平均效率和最高效率均领先于Si模块。

使用Si模块某品牌的电机控制器实测效率MAP，如表5.3所示：

通过与SiC的实测效率对比取差值，效率差值MAP如表5.4所示。

从表5.4中可以看出，在峰值功率为150kW的电机控制器中，用SiC模块替代Si模块，在低转速、低扭矩区效率提升明显，部分区间效率提升5.1%。由于城市循环工况(NEDC)主要针对城市路况，主要使用电驱动系统的低速低扭区，因此应用SiC模块对电动汽车测试NEDC工况的续驶里程将有明显提升。

5.3、SiC电机控制器的整车NVH性能测试

在整车上测试谐波补偿效果，由于转矩实际值无法测量，谐波电流的改善除了减小转矩脉动之外，其NVH水平也会同步改善。由于整车端轻微的转矩波动不容易被主观识别，因此在整车端进行电机驱动系统的近场噪声测试，其结果更易被人主观识别，更能明显得表征谐波补偿带来的好处。将整车停在转毂测试台架上，四个轮胎分别停在转毂测功机上，如图5.11所示：

按照NVH的标准测试方法，传感器布置在离电机端1米，从不同方位测试其噪声分贝。测试结果如下图5.12和图5.13所示，其中红色代表谐波补偿前，绿色代表谐波补偿后。

可以看出，加入谐波补偿以后，低速下电机的进场噪声最大降低18-25dB，对于电动汽车城市工况下的驾驶舒适性明显提升。在高速区间，由于电机控制需要进行弱磁，已经没有足够多的电压电流供谐波分量使用，如果再加入谐波补偿，会降低驱动系统的效率。且高速下整车风噪胎噪均较大，电机噪声本就不明显，综合考虑针对试验电机，4000rpm以上时不使用谐波补偿。

5.4、试验结果汇总

本章设计了三项试验对电机控制器进行测试，试验结果如下：

1、双脉冲测试结果表明：功率器件的开通和关断时间在150ns以内，开关瞬间的电压尖峰在设计范围内，验证了驱动电路设计的合理性。

2、台架的效率MAP测试结果表明：SiC电机控制器的最大效率达99.4%，相比于SiIGBT的电机控制器，最高效率提升超过1%，尤其在低速低扭区域效率提升明显，效率最高提升5.1%。

3、整车测试结果表明：谐波电流补偿对于整车NVH有明显的提升效果，电机低于4000rpm时，谐波电流补偿功能可以使近场噪声降低18-25dB，电机高转速时谐波电流补偿效果不明显；同时由于汽车风噪和胎噪的存在，高速行驶时会覆盖电机噪声，因此谐波电流补偿功能在电机低转速区域开启可以取得良好效果。

试验结果汇总如表5.5所示：

5.5本章小结

本章通过搭建双脉冲测试台，验证了驱动电路的合理性，在选取了较低驱动电阻Rg降低开关损耗的同时，验证了在考虑驱动回路杂散电感的情况下，驱动电路可以安全运行。通过台架效率MAP测试验证了SiC控制器效率的优越性。通过整车NVH测试，验证了谐波补偿算法对整车低速工况下的NVH特性，具有改善效果。

第6章总结与展望

6.1总结

电驱动系统损耗是电动汽车系统损耗的主要组成部分，因此提升电动汽车续驶里程主要依靠电驱动系统的效率提升。随着电力电子学科的发展，以SiC，GaN等宽禁带功率半导体器件在各个行业逐步替代Si功率器件，在提升系统效率的同时，可以显著减少系统体积，获得显著经济效益。本文在查阅大量国内外文献的基础上完成了以下工作：

研究了SiC功率器件的损耗组成、损耗计算的数学模型和影响损耗的因素。对比了SiC与Si的性能差异，通过计算SiC和Si在给定工况下的损耗，证明了SiC器件性能的优越性。然后研究了驱动电路中驱动电阻的取值对功率器件损耗的影响，通过不同驱动电阻阻值的试验对比，证明了驱动电阻的阻值降低可减小功率器件的开关损耗。

搭建150kW电机控制器硬件系统。制定了电机控制器的参数指标，规划了电机控制器系统的总体方案和关键器件选型。针对驱动电路的设计，通过对SiC器件的开关波形的测试确定了驱动电阻的选型；并在驱动电路中增加了主动短路保护功能；在结构设计中使用“三明治”结构实现共壳体的一体化水道；完成了一台适用于电动汽车行业的150kW电机控制器样机研制。