摘要：
当前，高压脉冲电源广泛应用于轨道交通、军事武器以及生物电磁学等各个领域，随着电力电子器件的优化，脉冲功率技术的发展势头火热，对该系统设计的要求重点集中于高重频，高幅值，快前沿三大方面。其中Marx脉冲发生器的结构简单，在输出频率和脉冲宽度的调节上表现出较强的灵活性，且易于小型化和模块化设计，高度符合当前脉冲功率发生器发展的主流方向，具有重要应用价值和研究意义。
本文以Marx脉冲发生器为核心，对比介绍了典型Marx拓扑结构的优缺点，提出了采用二极管隔离，RLC谐振充电的改良型Marx电路，详细分析了其工作原理并对参数进行设计，利用PSPICE软件仿真验证了延缓输出上升沿的三大因素，其中包括功率开关管本身特性，开通时间一致性以及电路中的寄生参数，并针对其为陡前沿输出带来的影响提出了相应的解决办法。首先本文采用实验室自研3300V耐高压SiCMOSFET，提高了单级Marx脉冲发生器的储能电压，有效降低了级数，解决了传统Marx级数过高带来的充电过程电压跌落，系统结构冗长引起的输出幅值难以倍增，上升沿变缓等问题，且针对Marx单级储能电压提高，本文提出了全桥逆变倍压整流电路用以处理现阶段传统高增益DC-DC变换器供电电压较低，无法满足单级Marx充电电容高压供电的难题，并通过PSIM仿真验证了其可行性。其次，由于开关管开通时间的一致性直接影响Marx脉冲发生器的输出前沿，本文深入优化设计了纳秒级可调的同步驱动电路，其中包括驱动电路稳压模块设计，低延时的串芯磁环输出，施密特与非门结合可调电位器实现驱动的无级可调，实现了多级Marx脉冲发生器开关管的同步驱动。同时，为确保开关管在不同电位下的持续导通，本文采用高位自取能方式解决其驱动供电问题。除此之外，本文在电路寄生参数方面做了优化，按电压等级划分PCB板布线区域，提出了两级Marx电路单板正反面对应位置上下器件电流方向相反的布局，弱化放电回路中的自感现象，减小电流环路面积，相邻板级采用了低寄生电感的多级模块并联压接结构，降低回路杂散电感，有效提高系统的动态响应，实现脉冲陡前沿输出。
最后通过搭建4级Marx脉冲发生器系统实验样机验证上述设计的可行性，实验结果表明经优化设计后的Marx脉冲发生器可实现上升时间仅为25ns，峰值5.2kV的低级数高压输出。
第一章绪论
1.1课题研究背景和意义
脉冲功率技术（PulsedPowerTechnology）的基本工作机理是利用储能元件将能量进行储存和压缩，然后利用开关的瞬时导通在短时间内将能量快速释放于负载实现高压脉冲输出。该技术主要包含充电电源，功率开关管，储能元件，隔离驱动四个部分，典型的功率脉冲系统组成框图如图1.1所示。
脉冲功率技术因其特有的瞬时性、高功率性、可重复性而具有其独特的应用价值。早期的脉冲技术重点应用于高功率激光武器，核爆炸模拟等国防项目领域，经过将近一个世纪左右的深入研究和发展，人们对其电路结构不断改良和优化，其应用范围不再仅仅局限于军事系统，而是日益扩大到环境，工业，医疗领域，具体体现在脉冲发生装置下电离产生的低温等离子可以加速工业废气的氧化提高空气质量；吸附水中杂质，抑制藻类生长；材料表面改性，放射性物质清理；肿瘤治疗，体外击碎结石等等。
当前，国家倡导产业技术“绿色化”发展，如何合理利用现有技术高质量，高效的解决上述问题已经不可置否的成为了脉冲功率技术发展的主流方向，对脉冲功率系统设计的要求集中于高重频，高幅值，快前沿三大方面。以闸流管、火花间隙等气体开关为主的传统脉冲电路，由于连续状态下弧光放电会对电极存在不可逆损伤，故该类开关的使用寿命短且仅适用于百赫兹以下的低频脉冲电路。上世纪末，在国家大力推进微电子产业创新发展的背景下，以碳化硅、氮化镓、氧化锌，金刚石为代表的第三代半导体材料开始崭露头角，由于第三代半导体材料在禁带宽度，导热率，抗辐射能力上具有显著优势，门级可关断晶闸管（Gate-Turn-OffThyristor，GTO）、电力晶体管(GiantTransistor，GTR)、场效应晶体管（FieldEffectTransistor，FET），绝缘栅双级晶体管（Insulated-gateBipolarTranaistor，IGBT）等固态开关应用而生。特别是在功率脉冲电路中，半导体开关所特有的快开通，耐高压，长寿命等特点对系统输出的上升时间，电压幅值，重复频率和脉冲宽度有着决定性的作用，为突破以往因器件造成的功率脉冲发生器级数多，上升沿较缓的瓶颈，充分发挥器件本身的优势，对脉冲功率系统拓扑的优化和改良具有广阔的发展前景和重要研究意义。
1.2课题国内外发展与研究现状
1.2.1脉冲功率技术概述
脉冲功率的特点主要体现在高电压变化率（dv/dt）和高电压幅值两大部分。目前，高电压电源在工业、环境、医疗和军事等领域应用较广且对其灵活性和高效性提出了更高的要求。针对不同的应用中，诸如上升和下降时间、脉冲宽度、重复频率、电压能级等脉冲特性变化存在明显差异。目前脉冲功率形成技术包括主要有脉冲变压器升压型、多固态开关串联型、加法式高压脉冲叠加型、Blumlein传输线型、Marx型五种。
（1）脉冲变压器升压型脉冲变压器升压型功率形成技术实质是先把直流电压经过电路处理转化为双极性方波，通过变压器将该波形提高相应倍数，使输出达到所需电压范围，其电路结构如图1.2所示。
20世纪初期，国外相关研究人员就已成功搭建了高压脉冲实验样机，初步实现12kV的脉冲电压输出。到21世纪初，美国同样利用该工作原理将输出脉冲电压幅值提高至30kV；同期，Rocher等人研制的一款升压型脉冲发生器将频率提高至百千赫兹级别。但在该电路结构中，变压器的体积过大不利于系统的小型化，故其通常用于大型工业场合。
（2）多固态开关串联型
由于单个固态开关的耐压值较低，不足以承受几十千伏的脉冲电压输出，为均衡电压该类脉冲发生器采用高压直流电与多个固态开关管串联，利用开关管的瞬时导通实现脉冲输出，其拓扑结构如图1.3所示。
该方式具有重复频率高，小体积，长寿命等特点，但其对固态开关导通时间的一致性要求较为严苛，一旦出现单个开关导通延时，电路中的串联开关管则会由于电压分配不均发生击穿。
（3）加法式高压脉冲叠加型
加法式高压脉冲发生器的工作原理是将多个脉冲变压器输出等级较低的脉冲信号借助次级变压器线圈连接起来而叠加，使得在负载两端获得高压脉冲[2]，图1.4为其对应拓扑结构。该脉冲发生器的前级储能环节互补干扰，易于模块化设计，但变压器的存在使得输出脉冲的脉宽受限。
（4）Blumlein传输线型
传统的Blumlein传输线型功率脉冲发生器如图1.5所示，早在二十世纪中期Blumlein传输线型变压器技术已经被广泛应用于脉冲功率领域，其内部结构主要包括高压电源，限流电阻，开关管，以及两条线宽，长度和材质完全相同的传输线。前期开关管断开时，高压电源，限流电阻与传输线形成充电回路，开关管闭合后，Blumlein线上存储的能量将以电压波的形式来回折返，最终在负载两端形成稳定的脉冲方波。该方式适用于大功率场合，具有低损耗，小体积，宽频带等优点，但其输出脉冲受波阻抗匹配影响较大。
（5）Marx型
Marx型电路是最为常见的放电式脉冲形成电路，相较于其他脉冲发生器，其成本低，高性能，结构简单，更易实现。基本工作原理是开关断开，各级电容并联，电源对电容进行充电；开关闭合，电容串联放电输出瞬时高压脉冲，随着级数的增加，由于电容器串联后相应的时间常数减小，不同电容器的放电时间缩短。图1.6为典型的电阻型Marx电路原理图。
综合以上几种脉冲发生器形成电路，多固态开关串联式脉冲形成电路的结构简单，选用开关器件不同，最终输出脉冲宽度，上升沿快慢也会有明显的差异，而且初级系统需要提供超高压直流电来保证脉冲幅值的大小，一般的电力电子器件无法满足耐压需求，这无疑增加了电路成本；脉冲变压器升压型电路和加法式高压脉冲叠加型电路的输出脉冲宽度受限于变压器磁芯伏秒特性，并且其体积较大，不利于小型化设计；在多级Blumlein传输线脉冲系统中，除第一级单元外，后级的每个小单元将会与地之间形成通路，故而其工作过程复杂繁琐，波阻抗匹配难度较大极易造成输出脉冲电压波形的畸变；相较于以上四种脉冲形成电路，Marx型发生器其不仅结构简单，单级包含器件较少而且在输出频率和脉冲宽度的调节上灵活较强，易于小型化和模块化设计，高度符合当前脉冲功率发生器发展的主流方向值得人们重点关注和研究。
1.2.2Marx脉冲功率发生器的国内外发展与研究现状
针对Marx功率脉冲技术的研究，最早由二十世纪初期德国科学家ErwinOttoMarx提出，采用了火花间隙开关，两端电压达到一定值后自动击穿空气导通，触发电容串联放电，但由于开关的局限性，其主要被用来能模仿雷电及操作过电压等重复频率相对较低的实验场合。
二十世纪末期到二十一世纪初期，对高压脉冲发生器的主要应用领域扩展为污水处理方向，上海海事大学静电研究所孙明等人分析了不同脉冲峰值电压，重复频率对降解偶氮类染料废水的影响；清华大学电机工程与应用电子技术系的张弛等人对双极型脉冲放电降解水中五氯酚做了相关实验，实现了在峰值电压范围为0~100kv，重复频率300Hz以下，脉宽为500~1000ns的双极型脉冲输出，加速了污水中有机物的降解。
2010年，上海复旦大学光电研究所刘克富等人提出了一种基于全固态Marx脉冲发生器的新型双极高压调制器拓扑结构，用于产生快速窄脉冲。结合了传统单极全固态Marx调制器的优点，电路采用了双开关型拓扑结构，利用磁环变压器将充电电路与高压脉冲输出进行隔离，在2kHz重复频率下，8级Marx串联可输出上升时间53ns，幅值为2kV的双极性脉冲电压。2014年，为提高输出脉冲电压幅值该光电研究所又提出了用于介质阻挡放电脉冲等离子体的重复高压全固态马克思发生器，该实验利用FPGA产生控制信号，变压器隔离栅极驱动电路，实现了36级Marx串联输出上升沿200ns，幅值30kV的脉冲电压。同年，在陡化输出脉冲上升沿上又提出了由Marx发生器、脉冲形成线（PFL）和磁开关（MS）组成的全固态高压矩形脉冲发生器，对其进行了PSPICE仿真和实物搭建，最终在负载为50Ω的电阻上输出上升时间46ns，12.5kV的高压脉冲，但该方式不仅需要精准计算电感感值，而且还要考虑磁开关和脉冲形成线的匹配，设计难度较高。
随后，葡萄牙里斯本大学L.LamyRocha，J.FernandoSilva等人研制一种光电隔离驱动的Marx发生器。驱动信号传输到光纤发射机，由光纤发射机将电信号转换为光信号，由驱动芯片驱动半导体开关实现功率放大。一个开关对应一个控制信号，控制信号数量巨大。而且光电转换时间较长，极易导致各级开关导通不同步，输出脉冲上升沿较缓。
近几年，随着电力电子器件的不断优化，Marx电路的高电压，窄脉宽，快上升沿输出成为当前的重点研究课题。2016年南京工业大学设计了基于Marx电路的纳秒级高压脉冲电源系统，该系统使用绝缘栅双极晶体管（IGBT）作为主电路开关管，实现了25级Marx串联输出10kV，上升沿50ns的高压脉冲，其能有效处理工业废水中的杂质，在环境保护领域应用前景广阔。
2019年中国科学院电工研究所韩静等人提出了级联型高压重频微秒脉冲电源，将每级Marx模块化且采用光纤触发，实现了40级Marx电路输出20kv脉冲电压；2020年，重庆大学曾伟荣在脉冲电源技术领域采用了一种用于自触发高频纳秒脉冲的电路，其主要通过级间电容的高势能获取技术代替复杂的隔离驱动电路，使得在10kHz条件下，20级串联Marx输出脉冲电压达到15.3kv，将上升时间缩短为近百纳秒；同年，为增强系统的抗干扰性，上海理工大学饶俊峰基于SiCMOSFET功率器件提出多路Marx并联高压脉冲拓扑结构，采用6路4级Marx并联结构，有效减小系统内阻和杂散电感，提高系统上升沿和带载能力，大大减少了功率开关的数量，压缩了实验样机的体积，达到16级Marx串联输出10kV，上升时间230ns的幅值电压；2023年该课题组设计了单级尺寸为23cm×10cm×12cm，24级Marx串联输出14kV纳秒级脉冲。
综上所述，我们可以发现当前仅仅凭借串联Marx电路难以实现陡前沿高压脉冲输出，现有的Marx脉冲发生器欲输出10kV以上的幅值，通常需要几十级Marx串联，但一昧的增加Marx级数来提高脉冲幅值势必会出现电路冗长，布线复杂；充电过程电压跌落，电容不能充到预计电压以及放电时过多开关难以保证同时导通而造成驱动时间延长，甚至出现“台阶式”放电。但Marx电路本身特有的结构简单，易小型化，模块化设计仍是脉冲功率技术研究的大方向，因此采用各种方式如依靠磁开关技术压缩，改善驱动电路同步性，降低寄生参数等等来重点解决Marx输出电压上升沿缓慢的现象迫在眉睫。
1.3、Marx脉冲发生器陡前沿影响因素
Marx脉冲发生器陡前沿输出是当前设计的重点和难点，其主要影响因素归结为功率器件本身特性，驱动电路输出信号的同步性，以及放电回路寄生参数三大部分，本节将针对以上因素对做详细介绍。
1.3.1功率器件对输出陡前沿脉冲的影响
Marx脉冲发生器输出电压上升时间的理论值直接受限于开关管的导通时间，除此之外开关管导通电阻的大小和耐压值的高低也影响Marx脉冲电压输出效率和单级模块的充电电压，因此开关管的材料和类型的选择对Marx脉冲发生器而言至关重要。
过去Marx脉冲发生器中的功率开关普遍使用以IGBT为代表的Si基器件，但在开关速度上存在一定的局限性，现在随着半导体的急速发展，以碳化硅（SiC）为主的宽禁带半导体材料因其较大的禁带宽度，高击穿场强、高电子饱和速率、强抗辐射能力等特性开始被人关注，甚至在特定应用场合逐渐取代Si基器件。其突出优势如下：
（2）反向恢复特性好：SiCMOSFET体二极管相比于SiMOSFET反向恢复时间trr和反向恢复电流Irr明显减小，恢复损耗大大降低。
（3）高功率密度：有利于提高SiC功率器件的开关频率，降低磁性元件的尺寸，减小体积，利于电路小型化设计。
（4）散热性能好：对比Si器件其具有更高的耐压值，SiC器件本身具有的高导热性可以减少电路中散热器的使用，可以有效降低变换器散热器的体积。
受限于材料本身特性，表1.1为IGBT（型号为IGW25N120H3FKSA1）和SiCMOSFET（型号为SCT3160KLGC11）的基本参数对比。
由上表我们可以得出SiC器件相比于Si基器件而言具有突出优势，即SiCMOSFET的开关延时时间明显缩短，开关损耗降低，理论上器件的输出功率和集成度将越来越高。SiC器件在高频、大功率应用场合具有举足轻重的作用，因此在设计Marx功率脉冲发生器时选用SiCMOSFET可以加快开关的导通速度，从而大大减小脉冲电压的上升时间；更利于优化电路性能，实现纳秒级输出指标要求。
1.3.2驱动电路同步性对输出陡前沿的影响
功率脉冲电压是将多个单元各自储存的能量瞬时释放于负载得到的，理想情况下，脉冲电压的上升时间与开关管的开通时间保持一致，脉冲电压幅值为各单元储能元件电压之和，但实际上在开关管导通瞬间Marx脉冲发生器串联放电过程中，各级单元中的开关管所处的电位不同，很难保证开关管在高电位悬浮条件下的同步导通，而当前为达到高压脉冲输出市面上所应用的Marx型脉冲发生器级数普遍过高，这无疑会加大开关同步导通的难度，影响高压脉冲输出纳秒级陡前沿的指标。因此，高压脉冲产生瞬间各级单元开关同步驱动是功率脉冲发生器陡前沿输出势必要解决的技术难题。
开关的驱动方式通常包括非隔离型驱动器驱动和隔离型驱动两大类，其中隔离驱动方式主要以光电耦合驱动和磁隔离驱动为主，下面对以上驱动方式进行对比介绍。
非隔离栅极驱动器以简便快捷、实用性高著称，是开关管栅极驱动最常见的方式，由于驱动器整体集成在同一硅片上，因此大多数非隔离式栅极驱动器的工作电压都不超过700V，另外，用于在高电压下运行的非隔离式栅极驱动器对外围电路要求过高，不具有灵活性，且内部的电平转换器处于高电压运行状态，为了实现充足的噪声滤波，电平转换器必然会存在传播延迟。若可以保证电路中各级开关管的驱动器型号批次一致，理论上它们的通关断时间差异将只会受到器件本身性能的影响，可以被有效地控制，从而实现开关的动作状态的同步。但是对Marx脉冲发生器而言，一方面栅极驱动器电压不能满足电路隔离需求，另一方面其本身存在的差异会导致每个器件的固有延时都不完全相同，特别是针对高频高压场合的Marx脉冲发生器开关管导通瞬间各级所处电位不同，电路中功率损耗造成不同器件发热程度存在差异，而集成电路对温度敏感性较强，温度的高低又决定驱动模块逻辑电路的开关速度，不可避免会造成各级开关驱动的延时，开关同步性难以实现，不利于Marx脉冲发生器的陡前沿输出。
光电耦合隔离驱动的基本原理就是输入的电信号驱动发光二极管(LED)，使之发出一定波长的光，被光探测器接收而产生光电流，再经过进一步放大后输出。这就完成了电-光-电的转换，从而起到输入、输出、隔离的作用。由于光耦合器输入输出间互相隔离，电信号传输具有单向性等特点，因而具有良好的电绝缘能力和抗干扰能力。且光耦合器的输入端属于电流型工作的低阻元件，共模抑制能力强。采用光作为传输介质，可以更高效抵御电磁干扰，并且具备更强的远距离传输能力，可以实现更安全、更可靠的能源供应。但光具有抖动性，其在转换过程中可能会出现传输信号的丢失进而影响电能的传输效率，同时传输延时也会随温度和湿度变化，很难量化控制保证开关管驱动的同步性，因此该方式也不适用于Marx脉冲功率发生器的陡前沿输出。
与上述隔离形式不同，另一种常见的驱动方式采用变压器的磁隔离实现，其具有信号传递速度快、共模抑制能力强、不易老化等优势，不仅能够传递信号，也能传递量。用于驱动电路中，磁耦隔离的基本工作原理是PWM信号经原边绕组传入变压器，根据电磁感应定律，线圈周围的磁场强度发生变化，副边绕组会根据线圈的匝数比产生与输入信号周期和频率相同的脉冲信号。而日常所见的串芯磁环驱动器的同步性相对更好，但是如果为了获得更多足够的驱动能量，就需要在开关栅源极并联大量的电容，以便实现更高效的驱动效果。这就导致了开关管的导通时间变慢，也不利于多级Marx脉冲发生器的陡前沿输出。
综上所述，以上三种常见的驱动方式都会产生较长的延时和抖动，因此，输出纳秒级功率脉冲急需设计一款性能更好的隔离同步驱动电路。
1.3.3Marx放电回路寄生参数对输出陡前沿的影响
除了选用性能较好的开关管，保证驱动信号同步输出之外，多级Marx脉冲发生器势必面临着放电时脉冲电流流过的回路较长而产生寄生参数过大的问题进而影响输出脉冲陡前沿，为此，人们重点在以下方面做了优化。
2013年国内一些专家和学者对固态Marx脉冲发生器电路尺寸进行了优化研究。周星等人设计并研制了基于单极和双极性雪崩晶体管的十级微型Marx发生器。单极Marx发生器尺寸仅为74mm×32mm，输出电压达到1.8kV。双极性Marx发生器尺寸为98mm×32mm，可以同步输出重复频率为10kHz，电压幅值±1.6kV，上升时间10ns左右的正负极性脉冲。
2014年美国德克萨斯理工大学脉冲功率与功率电子中心WilliamB.RayII等人设计了基于功率半导体器件的模块化Marx脉冲发生器，其包括一个充电主板和多个Marx开关极板，模块化设计不仅可以灵活控制开关级数量，而且在电路出现故障时仅需更换对应板级，而无需更换整个系统，该Marx脉冲发生器能够产生高达1kV的电压瞬变，上升时间约为10ns。
2019年，西安交通大学电气绝缘与电力设备国家重点实验室丁卫东设计了一种双极高压微秒Marx脉冲发生器，主拓扑电路采用4级Marx发生器级联全桥调制器，通过充分利用Marx中MOSFET开关管在放电时的快速导通特性减小输出脉冲上升时间，双极脉冲依靠在全桥逆变器中高耐压IGBT来实现，该设计方式大大减少了设计系统中器件的数量，使得输出脉冲上升时间减小到96.4ns。
综上我们可以看出，减小单级Marx尺寸，减少回路器件数量，优化Marx结构可以有效降低放电回路寄生参数，缩短输出脉冲上升时间。
针对影响输出脉冲陡前沿的三大因素，本文基于实验室自研耐压值3300V的SiCMOSFET，分别从级数，开关驱动一致性，板级结构三个方面对Marx电路进行优化设计，旨在通过低级数实现高压脉冲指标，且有效降低了开关同步导通的难度。
1.4本文主要研究内容
高压脉冲发生器应用领域广泛，有很大的研究价值，需要继续深入研究和探索，本文提出一种基于SiCMOSFET的陡前沿Marx脉冲发生器，实现了低级数下的纳秒级高压脉冲输出，可应用于工业废水处理中低温等离子体的快速生成，达到节能的目的。本文主要使用了实验室自研耐高压SiCMOSFET，提高了单级Marx脉冲发生器的储存电压并采用了全桥逆变倍压整流充电电路为之稳定供能，有效减小了原Marx脉冲发生器因电路冗长带来的上升沿过缓，输出电压难以倍数提高的问题。对于Marx脉冲发生器的设计，详细对比指出传统Marx脉冲发生器存在的问题，并针对其提出了改良型Marx脉冲发生器拓扑结构，有效提高了充电速度，降低主电路中的能量损耗。除此之外，文中分析讨论了电路中产生延时的因素就Marx主电路开关管难以同步导通的现象，设计了各模块栅源信号纳秒级可调的驱动电路，避免了传统多级数Marx脉冲发生器中存在的“台阶式”导通。最后文中还对电路结构布局进行优化，极大限度的减小了寄生参数给实验带来的影响。针对上述研究内容本文的各章节安排如下：
（1）第一章介绍了课题的研究背景和研究意义，确定了Marx型脉冲发生器作为本文研究的主要内容，并提出了影响Marx脉冲发生器陡前沿的三大因素。
（2）第二章是对高压脉冲充电电路的研究。介绍了几种典型高增益DC-DC变换器分析了其在输出高压直流电时存在的问题，最终提出了全桥逆变电路级联倍压整流电路的高压充电电路，并对器件进行参数计算和选型处理，在PSIM下搭建仿真模型，验证了该充电方式的输出电压特性及可行性。
（3）第三章对Marx电路拓扑结构对比介绍，设计了一种采用二极管隔离，RLC电路谐振充电改良型Marx电路，建立数学模型，详细分析了其工作过程，对隔离二极管，充电电容，限流电感及充电回路电阻的值进行计算，完成了器件的选型，并在PSPICE软件对电路仿真分析，进一步验证了不同材料开关器件，导通同步性，以及寄生参数对实验输出脉冲陡前沿的影响。
（4）第四章主要对第一章所提出的影响Marx输出脉冲陡前沿的三大因素分别做了优化设计：功率器件方面，详细分析了SiCMOSFET器件的基本特性和动态开通过程，选用实验室自研3300VSiCMOSFET，讨论了其本身存在的优势和对Marx脉冲电路的影响；同步驱动方面，针对稳压模块，隔离驱动产生模块，各级驱动信号纳秒级精调以及开关管高位自取能可靠导通做了设计研究；寄生参数方面，结合PCB板的布线规则，按照Marx脉冲发生器放电回路的电流流向设计了单板双级Marx发生器，另外还采用了压接结构将单板层层叠加以减小Marx电路PCB板中的导线过长引起的分布电容和寄生电感。
（5）第五章搭建了系统实验样机，给出了Marx同步驱动的实验波形，验证了设计的可行性。此外分析了单级放电电压流向，并对Marx发生器的各级输出电压进行对比，得出4级Marx脉冲发生器的最终输出波形。
（6）第六章对本文研究内容高度总结并对Marx脉冲发生器的优化方向做进一步展望。
第二章全桥逆变倍压整流充电电路的研究
为充分利用实验室自研SiCMOSFET3300V耐高压特性，实现低级数条件下达到高压脉冲输出，为主电路储能电容提供稳定的直流电压是本文必不可少的研究内容。
2.1高增益DC-DC变换器
目前高增益DC-DC变换器的设计主要有开关电容型，多变压器串联输出型，耦合电感型，本节重点分析比较了上述拓扑结构特性及其应用场合，并针对自研器件的高耐压特性设计了全桥逆变级联倍压整流电路为单级Marx脉冲发生器提供高增益，低电压纹波直流充电电源。
2.1.1典型高增益DC-DC变换器
（一）开关电容型高增益DC-DC变换器
开关电容变换器,它是一种不需要电感作为储能元件的DC/DC变换器,对于此类电路结构的升压网络一般仅由一定数目的开关和电容元器件构成。
（二）隔离型多级变压器高增益升压变换器
图2.2为采用多个隔离变压器构建的交错式全桥隔离型DC/DC变换器。
该电路的工作原理及工作特性分析与单一的全桥变换器的原理分析思路一致，其中低压侧并联连接全桥开关，高压侧输出连接半桥倍压器。使得单级拓扑输出增益是变压器副边电压的两倍,受电容耐压大小的限制，单隔离变压器输出幅值不宜过高，因此若想实现高压直流输出理论上需通过增加变压器个数实现，但多个变压器和开关的使用会增加电路复杂程度、不利于电路的小型化设计。
（三）耦合电感型高增益升压变换器
图2.3所示为基本耦合电感型DC/DC变换器，当不考虑耦合电感漏感的影响时，其电压增益是传统Boost变换器和Flyback变换器的电压增益之和，即M=(1+ND)/(1D)，其中N为耦合电感匝数[11]，即N=n2/n1，但针对该电路欲实现高电压增益，必须提高变压器匝数，这将不可避免会造成能量损耗较大、电能利用率低等问题，故该种方式一般仅适合百伏级电压等级输出，不能满足本文单级Marx脉冲发生器高压直流充电的要求。
2.1.2全桥逆变倍压整流电路
为克服上述高增益DC-DC变换器存在的体积过大，稳压能力差，电能利用率低等问题本文提出了采用全桥逆变倍压整流的方式为单级Marx电路提供充电电源，其中倍压电路类似于电荷泵串联接入到变压器二次侧，该电路适用于高电压、小电流的场合，最早是由Coccroft和Walton在上世纪30年代提出，故又被称为C-W倍压整流电路，其主要利用了二极管的单向导通特性和电容的储能特性来实现高频交流电压的整形倍增，一方面其结构简单，易于电路小型化设计，仅通过二极管和电容的串并联方式就可实现电压的倍增，且该电路中的电容耐压值仅为变压器二次侧输出电压的2倍，另一方面可缓解升压变压器的压力，通过倍压整流电路可减小变压器体积，降低变压器线圈匝数比过大带来的能量损耗。除此之外，为避免高阶倍压整流电路中存在较大的电压纹波，降低输出波形稳定性，故本文使用六倍压整流电路，拓扑结构如图2.4所示。
其基本工作原理如下：
2.2 参数的设计和器件的选型
2.2.1倍压整流电路中元件的参数选择
由上述级联电路可知，为输出高压直流电我们可以通过减小变压器原副边匝数比或提高倍压整流电路的级数来实现电压的稳定输出。但增加倍压整流电路的级数的同时也会加大输出电压纹波，参照下列公式可知，高频环境下可降低纹波对输出波形的影响。
其中Uout为输出电压，Uin为输入电压，为脉冲占空比，N为变压器线圈匝数比，n为倍压级数，Iout为电路输出电流，f为全桥逆变电路交替导通频率，C为倍压电路中的电容容值。
结合实际输出指标1.5kV高压直流电，设定输出电压纹波不高于50V，频率为50kHz，输出电流不高于2mA，本文采用6倍压整流电路，代入上述公式得出电容容值为6nF，考虑到实验的可行性，最终选择将耐压值1000V，容值为10nF薄膜电容器两两并联后串联以实现耐压2000V的电容指标。二极管选择两耐压值为1000V的快速恢复二极管串联，以提高电路的可靠性，这里选取的二极管型号为US1M-TPMSTR-ND。
2.2.2变压器参数的设计
与理想变压器模型不同，实际的变压器我们需考虑到分布电容，励磁电感，漏感以及绕组上的阻抗对变压器性能造成的影响，结合实验室现有设备，选用输出电压为50V的稳压直流电源为全桥逆变电路提供起始电压，本文采用高频变压器和倍压电路结合实现高增益输出，具体的参数设计见表2.1。
为防止高频升压变压器原副边匝数过高引起肌肤效应显著增加，进而导致全桥逆变电路损耗过大，电能转换率下降等问题，本文采用多倍压单元有效降低变压器匝数比并针对高频升压变压器磁芯材料，结构尺寸，线圈匝数以及绕线方式做了分析和计算。
（1）磁芯材质的选择
变压器原边波形是全桥逆变电路产生的对称双极性方波，故偏磁现象对变压器影响较小，由于本文的设计需求使得该升压变压器的输入频率不低于千赫兹，故对变压器的响应速度要求严苛，目前市面上的磁芯材料以铁氧体，坡莫合金，硅钢片和铁基非晶态合金为主。表2.2对常用磁芯性能参数对比分析。
铁粉芯矫顽力较大，在高频下损耗比较高，仅适合在10kHz以下使用。坡莫合金、铁基非晶合金的矫顽力小，磁性能稳定，但其饱和磁通相对较高。铁氧体的居里点高，受温度影响较小，高频特性好，种类齐全并且价格低廉，因此变压器磁芯选择铁氧体材料较为合适。
（2）磁芯结构和尺寸的选择
本文采用面积乘积法（AP法）对变压器的磁芯尺寸进行设计，计算公式如下：
（3）变压器匝数的计算和绕组导线的选取
对变压器原边匝数的计算参考公式
由于变压器所处工作频率较高，考虑到集肤效应这里选择的导线半径必须小于穿透深度，故有
2.3全桥逆变倍压整流电路的仿真验证
本文用PSIM仿真软件对上述电路进行实验的原理性仿真验证，前级输入50V的直流电压经全桥逆变电路将其转化为对称的方波交流电，结合安全裕度本文将死区时间设置为400ns，经全桥逆变后的输出波形如图2.5所示。
将逆变后的电压峰值经过升压变压器提高至原边的5倍，通过倍压整流电路对其进行整流放大，进而输出1500V直流电压为后续脉冲电路电容的充电提供高压电源，仿真波形如图2.6。
由上图可以明显看出，该波形与2.1.2小节倍压整流电路的工作原理的分析一致。逆变电压需经倍压电路的多周期持续整流方可近似输出平均的电压近似为1483V的直流电，对应纹波电压小于50V，满足设计要求。
2.4本章小结
本章首先对比分析了典型的高增益DC-DC拓扑结构，说明了其用于确定将全桥逆变倍压整流输出作为Marx脉冲发生器的高压充电电源，分析了其工作原理并对倍压整流电路的电容，二极管，以及升压变压器进行参数的设计和器件的选型，最后通过PSIM仿真软件对全桥逆变级联六倍压整流电路做了原理性的仿真验证，证明了该方式的可行性，为后级脉冲电路的设计提供了理论支撑。
第三章Marx脉冲形成电路的研究
脉冲功率形成电路的本质是将电能累积后进行瞬时释放，Marx脉冲发生器由于其本身具有的高可靠性、紧凑性，结构简单，低成本等特点目前已被广泛应用于军事，医疗，工业领域。传统的Marx电路多采用气体开关和充电电阻的结构对电容进行充放电，该方法早期主要用于绝缘冲击耐压放电的低频测试实验中，其能量传输效率和电路性能的稳定性会随着使用时间的延长而大大降低。使用全固态电力电子器件，Marx结构在设计过程中实现了更大的灵活性，基于功率脉冲的应用，通过不断优化电路结构以增加输出脉冲重复频率，减少脉冲的上升时间，并减少组件（开关、二极管、电感器和电容器）的数量，简化电路，提高系统可靠性，减小实验样机体积，降低成本和总体损耗。此外，优选设计结构以确保不需要开关或二极管的串联配置。针对上述问题，本章对全固态Marx脉冲形成电路做了重点研究，结合二极管型，开关管型，集中式限流电感型，分布式限流电感型Marx拓扑结构的优缺点设计了一种改进型全固态Marx发生器，并通过PSPICE仿真软件对其进行验证。
3.1 主电路设计
3.1.1典型Marx拓扑结构
本小节重点介绍二极管型，开关型，集中式电感型和分布式电感型Marx拓扑结构的组成和工作模式并列表比较以上典型Marx电路的优缺点及适用领域。
（1）二极管型Marx发生器
二极管型Marx发生器与早期电阻型Marx发生器相比，电路结构相同，仅将原电路中的元器件做了替换，即二极管代替充电电阻在脉冲放电时隔离电压，新型半导体开关也因其具有快导通，小体积，耐高压等优点在二十世纪后期被广泛应用于脉冲电路中，图3.1为二极管型Marx发生器的原理图。
当开关都处于关断状态时，电路中的所有二极管正向导通，单级电路等效为电源经5个二极管向对应级数的电容充电直至电容两端电压与电源电压相等，各级电容储能过程结束。由充电时间常数等于电容与电阻的乘积可知，二极管型Marx电路相比传统型Marx电路的充电速度大大减小，利于提高脉冲的输出频率。
当开关同步开通后，由于电路中下级二极管承受前级电路中电容的反向电压，故其处于截止状态，此时开关管将各级充电电容串联到一起向负载释放能量；当单级开关管导通出现异常不能导通时，该级电容则会通过其后一级上方的二极管与对应的开关管相连接继续和其余可正常工作的级数串联放电，该方式可有效避免开关管出现击穿现象，极大程度提高电路性能稳定性。
（2）开关型Marx发生器
图3.2为开关型Marx发生器的电路原理图，该电路由电源，n个二极管，2n个开关管以及负载电阻构成。
与其他类型的Marx发生器相比，开关型Marx发生器对输出脉冲宽度和频率的控制更加灵活，当Q2n开关管导通，Q2n-1开关管断开时，电路中二极管正向偏置，电容并联充电，反之，当Q2n开关管断开，Q2n-1开关管导通时，电容串联放电，该类脉冲电路通过两组开关控制电容的充放电，且放电开关Q2n-1导通不同步时，对应二极管仍可对该级电路进行钳位，此时开关承受的电压大小与电源电压相等。该类脉冲发生器不局限于输出某一特定脉冲，非常适合输出频率，脉宽灵活可调的场合，但开关的大量使用给控制电路提出了新的挑战，且在高频条件下需重点解决开关散热给电路带来的隐患。
（3）集中式限流电感型Marx发生器
集中式限流电感型Marx发生器通过在回路中串联电感来解决以上两种电路中开关开通关断瞬间产生的大电流，原理图如图3.3所示。
其单元模块由两个二极管，一个电容，一个电感，一个开关管组成，该电路中电感代替了传统型Marx发生器的电阻，一方面避免了开关断开时充电电阻上的能量损耗，在保证充电速度快的前提下限制了回路电流，另一方面，有效隔离了开关导通电容串联放电时产生的高压脉冲。集中式限流电感型Marx发生器充分利用了电感电流的渐变性和强绝缘性，但电感选取时要注意回路电流大小必须低于其饱和电流值，对于输出脉冲电压等级较高的电路，为达到上述要求，需选取感值较大的电感元件，不利于系统小型化设计。
（3）分布式限流电感型Marx发生器
分布式限流电感型Marx发生器原理如图3.4,相比集中式限流电感型Marx发生器而言，该类Marx发生器单元模块的二极管数量减少一半，每个单元都有特定的电感与之对应，电路总电感数量与Marx级数相同，单级电感除充电限流外还可隔离相邻两级的局部放电，虽然原理图中电感数量多，但单个电感的感值小，利于减小系统体积，但在电路设计时，重点关注各参数的匹配，避免出现BOOST升压电路特性，造成开关管应力过大，不利于系统稳定性。
以上Marx发生器的优缺点及应用领域的比较见表3.1。
由上述表格对比不难能看出，开关型和二极管型Marx电路的控制相对灵活，可以任意改变充放电频率来改变输出脉冲的脉冲宽度和重复频率，其性能相对稳定，开关抖动小而且导通电阻小，大幅度减小了充电时间，有利于提高系统的重复频率。但开关频率过高时，尤其需要关注器件的散热，过高的温度不仅会对性能造成影响，还可能会烧毁封装和电路，所以在回路中要引入限流装置。
3.1.2、Marx脉冲电路的确定及工作原理的分析
本文综合以上Marx电路的优缺点，设计了一种采用二极管隔离，RLC电路谐振充电改良型Marx电路，其不仅大大降低了电路中的存在的功率损耗，而且缩短了电容的充电时间，提高了脉冲的输出频率及幅值。
该电路单级模块由二极管D1，SiCMOSFET开关管Q1，电容C1，电阻R1，电感L1组成，每级电路中的SiCMOSFET功率开关管用来控制该路电容的充放电。图3.5中红线表示电容充电回路，充电时所有开关管断开，使电容通过二极管、电阻、电感构成充电回路，与电容器电压相比，二极管正向电压Vd被忽略这里认为电容电压达到充电电源电压Vin。回路中电感Li限制充电电流，二极管起隔离作用，在充电时自然导通，加快充电时间，减少了功率损耗。
当驱动电压作用时，所有开关管同时导通，二极管处于反向截止状态，电路中电容器串联对负载放电，其值等于所有电容器电压之和。放电回路如图3.6所示，实现了相邻各级的电压隔离。当开关管不能正常开启时，该级对应的二极管将正向导通与下级开关管和电容串联对负载放电。
这里以第二级开关导通异常为例，电容放电回路如图3.7。
除Q2外其余开关管正常导通，由于D2未承受反向偏置电压，仍处于正向导通状态，电流经Q3，C3，Q4，C4流向负载，此时Q2两端电压与电容电压相等，在其耐压值承受范围内，不会发生电压击穿，二极管实现了对该单元电压的钳位作用。
3.2、Marx脉冲形成电路参数设计及器件选型
竞争性高压脉冲最近在生物学、医学、环境和工业等领域得到广泛应用。适用于上述每种应用的脉冲特性对脉冲发生器有不同的要求，各个脉冲参数如电压水平、脉宽和频率对其影响很大。本文针对高压脉冲电源在工业场合的研究现状，结合系统的实际应用，制定高压脉冲电源系统性能指标如表3.2。
各元件参数的设计和选取直接决定输出电压能否达到目标值，半导体开关管，储能电容，限流电感以及二极管是改良型全固态Marx电路的核心器件，其中半导体开关管采用实验室自研耐压值3300VSiCMOSFET，其性能特点及对系统设计的优势在本文4.1节做详细介绍。
3.2.1储能电容的选取
本文设计的改良型Marx电路旨在利用自研器件高耐压的优势，提高系统的输入电压，降低Marx级数，即在理想状态下，输入电压为1500V，4级Marx电路就可达到输出脉冲幅值要求，为保证电路安全性，单级电容需承受的最低电压值需大于输入电压并留有足够裕量。在系统工作频率1kHz的条件下，设定输出脉冲电压降最大值不高于输出脉冲幅值的15%，这里输出电压幅值U=6000V，即∆U≤900V，最大输出脉冲功率P=50W，Ub为开关管导通前4级电容串联电压之和，UL为开关管断开时刻电路最低输出电压，根据电路约束条件，可得：
联立解得串联后等效电容容值4.63nf，单级Marx模块充电电容C=nCe=18.52nf，其中n为设计Marx电路级数，综上这里选择容量为20nF，耐压值为2000V贴片陶瓷电容。
3.2.2二极管的选取
由Marx电路的基本工作原理可知，二极管在开关管断开时正向导通与输入电压Uin，电阻，电感串联以形成电容充电回路；开关管导通后此时二极管两端承受与充电电容两端电压大小相等的反向电压，因此所选二极管的反向击穿电压至少需大于等于1500V；由于普通二极管的反向恢复时间为毫秒级，当高频电流通过普通二极管时若此时其正处于上一个周期的恢复状态，而下一个周期来临时二极管再次导通，产生电流相叠加会导致二极管功耗快速上升，温度迅速升高，在极短的时间内发生击穿现象，故不适用于高频电路中，故本文选用2个快速恢复二极管FR107串联，基本参数特性见表3.3。
3.2.3限流电感的选取
当系统已处于稳定的工作周期，开关断开时电容两端电压与输入电压相等，假设电路处于空载状态且充电电阻Ri不存在时，如图3.8红色虚线部分电容电感构成闭合回路，电容上存储的能量向电感转移，为避免损耗，提高电能利用率，这里取电容两端下降电压为5%Uc，下降后电压Uc1满足关系式
式中主开关管的导通时间t=300ns，联立代入解得L=90μH
3.2.4充电电阻的选取
开关断开时，输入电压与二极管Di，电容Ci，电阻Ri，电感Li串联，这里忽略二极管两端压降，回路构成RLC谐振充电，单级简化后的电路如图3.9。
根据相量法，上述电路的输入阻抗Z(jω)及频率特性可由下式表示。
由上式可知，串联回路中电感和电容两端的频率特性相反，且存在角频率ω0使得回路输入阻抗等于R，阻抗以ω0为中心，在全频域内阻抗随频率变化的曲线如图3.10。
忽略二极管的影响，对充电回路列写微分方程，如式（3.9）
将上述二阶线性微分方程化简为
系统初始状态满足：
联立上式可知该微分方程的解与β，ω的取值有关。
（i）当|β|＜|ω0|时,系统处于欠阻尼状态，方程的解为：
（ii）当|β|=|ω0|时，系统处于临界阻尼状态，对应方程的解如下：
（iii）当|β|＞|ω0|时，系统处于过阻尼状态，此时方程的解为：
对上述三种情况绘制输出波形曲线图，如图3.11
由上式可得R的取值可以控制电路中电容的储能状态，当达到临界阻尼条件时，电容两端没有过电压，相较于欠阻尼状态，可降低Marx电路开关管在开通和关断过程由谐振引起的电压振荡，且从电容充电速度上看，临界阻尼明显优于过阻尼状态。
3.3基于SiCMOSFET的全固态Marx脉冲形成电路的仿真分析
鉴于PSPSICE仿真软件中各模型参数与元件本身真实值高度吻合，通过该软件进行主电路的仿真可参考性大，故本文采用PSPICE搭建了基于SiCMOSFET的全固态Marx脉冲发生器仿真模型重点从开关器件，驱动同步，寄生参数三方面分析其对陡前沿脉冲输出带来的影响。
3.3.1、Marx开关管的选择对输出脉冲的影响
在工作频率1kHz，输出脉冲宽度300ns条件下搭建主电路的仿真模型如图3.12。
根据自研器件的高耐压特性，这里设置Marx模块的充电电源为1500V，输出脉冲各级峰值仿真波形如图3.13所示。
通过上图可以看出第1级Marx输出电压等于充电电源电压，随后每增加一级Marx对应串联输出脉冲峰值增加1500V，即4级Marx输出电压幅值为6kV，满足设计需求。高压脉冲的上升时间由Marx电路放电回路决定，因为器件本身的特性决定了Marx输出脉冲上升时间不小于主开关的开通时间，鉴于电路中自研器件并未建立PSPICE仿真模型，为分析开关管开通时间对Marx脉冲发生器陡前沿造成的影响，本文选用不同开关管进行仿真，这里选择型号为C3M0032120D的SiCMOSFET，STH6N95K5-2的Si基MOSFET以及STGYA75H120DF2的IGBT。由数据手册可知对应上升时间分别为21ns，12ns，34ns由于Si基MOSFET的耐压值仅为1000V，为控制变量，这里将Marx输入直流充电电源设为1000V，图3.14为各级输出电压波形。
由仿真图我们可以推断出，在理想情况下，Marx脉冲发生器输出电压峰值为单级储能电压与放电级数的乘积，主开关管的开通时间与脉冲电压的上升时间高度吻合，故在放电开关管的选择上应尽量趋向于快开通，高耐压的SiCMOSFET，本文采用的SiCMOSFET仿真器件在上升时间上与实验室自研3300V功率器件高度接近，由仿真结果可以得出，耐压值提高对增大单级储能电压，减少电路级数上大有裨益，且器件的快开通特性更利于实现输出脉冲纳秒级陡前沿。
3.3.2Marx开关管驱动的同步性对输出脉冲的影响
本文设计的改良型Marx脉冲发生器在串联放电时利用隔离二极管的钳位作用为驱动不同步状态下开关管提供保护，使系统能够正常运行，但开通时间的不一致势必会延迟单级储能电压的释放，影响脉冲的陡前沿输出及峰值电压。
为验证理论分析的正确性，本文利用PSPICE仿真软件模拟开关不同步状态下的输出结果，如图3.15所示，其中图（a），图（b），图（c）分别为Marx电路中第一级开关延时20ns导通，第二级开关延时20ns导通，各级开关管同步导通对应各级脉冲波形。通过对比可得出以下结论：Marx放电回路开关管导通不一致会造成输出波形明显变缓，这里假设其余各级电容两端电压等于电源电压Vin，Vx为延时开关管储能电容两端电压，此时负载输出脉冲电压幅值为：
即在延时开关管还未完全导通之前，其余开关管对应电容串联开始向负载放电，当延时开关管处于开通状态时，由于放电造成的电压跌落使得各级电容存储电压已小于充电电源电压，故输出脉冲幅值小于nVin，且上升沿也会明显变缓，上升时间将不低于开关管的开通时间与延时时间之和。因此为提高实现脉冲陡前沿输出，对驱动电路的同步性提出了较高的要求。
3.3.3Marx放电回路寄生参数对输出脉冲的影响
对于系统而言，除了考虑各器件参数设计的合理性外，实际电路板中存在的寄生电容和寄生电感也可能对输出脉冲造成影响，一般50mil印刷电路板表层走线电感值约为1nH，产生的寄生电容约为0.5pF，板厚1.6mm的印刷电路板上的一个过孔电感值约为1.5nH，对应寄生电容值为0.3pF，表面贴装器件的引脚也存在5nH左右的电感。根据以上计算规则，估算电路中一般寄生电感为微亨级，寄生电容为百皮法级。下面分析Marx放电回路中寄生参数对输出脉冲的影响。
(一)放电回路寄生电容对输出脉冲的影响
假设不存在寄生电感，在放电回路接入10pF，100pF，500pF的电容近似模拟实际系统中的寄生参数，得到的PSPICE仿真波形如下：
通过对比上图我们可以看出皮法级的寄生电容对本文设计的改进型全固态Marx电路输出电压幅值的高低影响较小，此外当寄生电容为500pF时，输出脉冲的上升速度最慢，10pF的寄生电容对应上升速度相对较快，即放电回路中寄生电容的减小，脉冲前沿陡化程度越明显。因此为输出纳秒级的上升沿需尽可能降低寄生电容对系统带来的影响。
同样地，忽略回路中的寄生电容，对1μH，10μH，20μH不同寄生电感下的Marx放电回路进行仿真，如图3.17。
图3.17中寄生电感大小对系统输出脉冲的上升沿有显著影响，即寄生电感越大，脉冲上升速率越慢，综上在PCB线路布局和设计系统结构时，要尽量缩短引线长度，减小过孔数量以防止寄生参数过大影响输出脉冲前沿。
3.4本章小结
本章通过对比分析开关型，二极管型，集中电感型和分布电感型四种常用Marx脉冲发生器的优缺点，提出了一种采用二极管隔离，RLC电路谐振充电改良型Marx电路，并对该电路中的器件进行参数设计。在PSPICE中搭建该电路的仿真模型，通过改变开关管类型，调节导通延时以及模拟实际电路中存在的寄生参数探究其对输出脉冲上升沿的影响。
第四章Marx电路陡前沿优化研究
为提高能源利用效率，进一步陡化上升沿，实现纳秒级输出脉冲，本章针对Marx电路级数，主开关管驱动的同步性以及电路的板级结构三个方面对输出脉冲陡前沿进行优化设计。
4.1级数优化
采用全固态Marx发生器的电路拓扑结构利于系统的小型化设计，通过控制半导体开关的开启和关闭形成Marx电路输出脉冲，其最小脉冲宽度受到半导体开关的最大工作频率的限制，这主要是由开和关的延迟时间以及上升和下降时间来决定，通常SiCMOSFET的开通时间相较于IGBT小一个数量级，使得以IGBT为主开关管的Marx结构其输出脉冲宽度在微妙级别，而基于SiCMOSFET的Marx发生器的开通时间最小能达到纳秒级，对于高频脉冲输出而言使用该器件可以大大降低开关管的开通损耗。目前市面上SiCMOSFET的耐压值为1700V，考虑到安全裕度，单级开关管承受的电压控制在800V左右，这将意味着若产生纳秒级的6kV高压输出对应Marx级数将不低于8级，但级数过高势必会引起电路冗长，充电电压跌落等问题，且多级Marx脉冲发生器对驱动的同步性也提出了挑战。为解决以上问题，本文采用实验室自研3300VSiCMOSFET作为Marx电路中的主开关管以提高各模块电容充电电压，降低电路级数。
4.1.1SiCMOSFET基本特性
第三代宽禁带半导体SiCMOSFET禁带宽度高且电子迁移率和饱和漂移速度快使得其导热率强，可以承受较高的击穿电压。目前被广泛应用于在高温高频场合，实验室自研3300VSiCMOSFET基本参数如表4.1所示。
（1）工作原理
由上图可得，相同Id条件下，VGS越高，导通电阻Rds越小，初步推算VGS＞18V时，Rgs阻值处于稳定水平，开关管导通损耗较小。
（2）静态特性
图4.3中的（a），（b）分别对应MOSFET的伏安特性和转移特性，分别研究VGS，VDS对Id的影响，其中UGS(th)是影响开关管形成导电沟道的最小电压，即开启电压。
夹断区：UGS＜UGS(th)，SiCMOSFET栅极下方表面未形成导电沟道，Id＝0。
4.1.2SiCMOSFET动态过程分析
实际电路中开关管的开通关断过程分析还需考虑输入电容，寄生电感，输入阻抗以及续流二极管等问题，根据图4.3分析SiCMOSFET开通过程
（i）t1～t2阶段，即开关的开通延时阶段，此时VGS＜VGS(th)，通过电阻Rg的电流为
由基尔霍夫电流定律可得
此时开关管处于关断状态，故Vds为恒定值，Igd电流满足
联立上式，解得
对上式等效变换，
由一阶电路的三要素法代入可得
通过开关过程波形图，可知t1时刻的Vgs=VGoff，则有
又因为Cgs＞＞Cgd，故这里近似认为Ig＝Igs，此时电容充电时间
故对应波形图VGS此刻指数上升，Igs为VGS对应时刻的导数。
（ii）t2～t3阶段，t2时刻VGS达到阈值电压，由于t2时刻之前，开关管处于关断状态，电感储能通过二极管续流，开始导通后电感储存的电能开始向功率器件转移，此刻对应续流二极管的电流下降，当电感上的电能全部转移到功率器件时，续流二极管关断，续流二极管的反向恢复电流使得Id出现尖峰。由MOSFET实际模型可知，电路中含有寄生电感，t2时刻之后输出电流Id开始增大，寄生电感上会产生一定的电压，根据电压守恒定理，外加电压不变，线路寄生电感上电压增加，则Vds两端电压有所下降。
t2时刻Vgs=Vmiller，同理可得
该阶段也被称为电流的上升阶段，Id满足关系式
（iii）t3～t4阶段，又称米勒平台期，Vmiller=Vth+Id/gm，该阶段对应Vgs为恒定值，Igs恒为零，栅极电流经Rg全部流向Cgd，对其反向充电，满足式(4.18)
该阶段，漏源电流满足
综上漏源两端电压变化率呈下降趋势，对应第三阶段持续时间近似为
（iiii）t4～t5阶段，又叫饱和导通阶段，此时Id已经达到最大值，开关管完全导通，VDS=0，Vmiller持续向Cgd，Cgs充电，直到VGS等于外加驱动电压，充电结束。
通过对上述开关过程进行分析，时间常数与开关管的输入电容和栅极驱动电阻的取值有关，对于相同的充电和放电条件，等效栅极电容越低，驱动信号的电压幅度越高。换言之，将较小的栅极电容器充电到相同的电压需要更短的时间。由于自研SiCMOSFET的Ciss为325pF相较市面功率开关管，该器件在提高输出频率和降低开通损耗具有明显优势，利于实验样机的设计。
4.1.3自研SiCMOSFET优势及对脉冲电路的影响
（1）开通速度快：自研SiCMOSFET饱和电子漂移速度快，相较于其他开关管具有较低的输入电容Ciss，使得开通时间仅为几十纳秒，有利于脉冲发生器的上升沿陡化。
（2）高耐压：SiC材料由于其高击穿场强，单个器件最高耐压水平相较于其他材料器件大大提高，适合用于高压电路。
（3）通态损耗低：自研SiCMOSFET在栅源驱动电压大于18V时，保持恒定值，此时通态阻抗相对较小，有利于提高系统的输出效率。
（4）功率损耗低：二极管反向恢复性好，米勒电容小导通关断过程中的损耗降低。
（5）小体积：自研SiCMOSFET散热性能好，采用金属贴片TO-263封装，布线紧密，动态过程中的寄生效应大大减小。
综上所述，半导体开关开通速度是影响加快全固态Marx发生器上升沿的关键因素，半导体开关开通越快，高压脉冲上升沿波形越陡，因此可以采用开通速度快的半导体器件作为全固态Marx发生器放电开关，本课题采用的新型自研半导体开关器件SICMOSFET作为Marx电路中主开关，基于其开通速度快，漏源级间电压VDS耐压值高，有利于在低级数下输出高压脉冲，降低了开关管同步的难度。此外设计合理驱动电路加快开关管导通也是实现高压脉冲波形陡前沿输出的一个方法，这部分将在本章下一个节进行分析。
4.2、SiCMOSFET同步驱动优化
4.2.1驱动电路稳压模块设计
目前在驱动的稳压方面，市面上多采用78XXX和79XXX系列的集成模块稳压器来实现，它的内部电路包括比较放大器，偏置电路，恒流源电路以及基准电压等，但其输入输出电压调节范围有限，不能满足多级Marx串联时的稳压需求，故本文根据其内部工作原理设计了三端可调式稳压器，电路结构如图4.4。
其中美国Vishay公司旗下的第三代功率MOSFETFD110具有极低的导通电阻且快速切换性能成为代替调整管的最佳选择。除此之外，本文利用本身特有的低温漂，低基准电流和高稳定性的TL431可控精密稳压源来代替集成稳压器内部基准电压部分，在可调节开关电源电路中，其包含一个运算放大器，三极管以及二极管，等效电路本文围绕TL431设计了调整管栅源极的比较电路（红色框图部分），稳压电路的基本工作原理如下。
外加直流电压瞬间，功率MOS管栅极电位被瞬时拉高，源极保持零电位不变，由于稳压管W1的存在使得栅源电压等于10V，大于MOS管开启电压，MOS处于导通状态，直流电源VCC，二极管D1，电阻R1，R2，R7，电感L1形成闭合回路，同时电容C1开始充电。在电容充电过程中，TL431REF引脚小于2.5V时，运算放大器的同向端电压小于反向端电压，内部三极管处于截至状态，流过TL431的电流为零。
当电容两端电压达到25V时，由于电阻的分压作用使R2两端电压为2.5V，即此时TL431REF引脚两端电压达到基准电压值，运算放大器工作在线性区，其输出电压窄范围可变，其内部的三极管可看成可变电阻，其电流会根据运放的输出电压变化。
电容持续充电直至当TL431内部REF引脚大于2.5V，此时流过TL431的电流会增大，对应支路电阻压降增大，在输入电压不变的情况下，电流反馈作用使得TL431REF引脚电压减小，即将TL431REF引脚电压稳定在2.5V，可调稳压二极管所在支路导通，电阻R3产生的压降将栅极处的电位拉低，VGS＜VGS（th），MOS管处于截止状态，对应输出电压Vout=Vref/R2R1+Vref。
由数据手册可知，TL431正常工作状态下的电流1mA～100mA，在保证电路正常工作时，尽量增加设计稳压电路中电阻的阻值，以降低回路电流，减小功率损耗，综合上述条件，这里取R6=100kΩ，R3=R4=10kΩ，R1=100kΩ，R2=10kΩ。
通过电阻分压比计算可得输出电压为25V。输出电压经4个稳压二极管为后级电路提供所需直流电压，即74HC132施密特与非门和Si8275栅极驱动器5V的输入侧供电电压（Input-sidesupplyvoltage），Si8275中25V的驱动侧电源电压（Driversidesupplyvoltage）和功率开关管栅极-10V的偏置电压。
此外设计电路时，驱动电路各级间存在一定的导通压降，难以保证多级Marx电路中的驱动电压达到预计值，故在各级稳压模块的TL431所在支路串联LED灯，通过LED的亮度可快速判断每级驱动电压是否达到25V。
4.2.2驱动信号的产生及驱动模块纳秒级精调
（一）可调脉冲信号源设计
该信号源前级由典型的集成式施密特触发器74HC132利用外接电路实现输入输出逻辑变换产生频率脉宽可调的脉冲信号方波，该触发器包括4路相互独立的与非门，内部引脚分布逻辑图如图4.5所示。
查询数字手册可知，在每个与非门的输入端均串联容值为10nf的电容Cin，当供电电压VCC=5V时，该触发器的正向阈值电压取值为2.5V，负向阈值电压为1.6V，利用其回差电压∆U，可将直流电转换为脉动直流电，再通过其在状态转换过程中的正反馈作用，可将其转换成陡峭的方波信号；另外，调节外接电路中电阻阻值通过改变充电时间常数，进而改变方波信号边沿上升速率也可实现对驱动信号的脉冲宽度的调节，该触发器的外接电路及逻辑门中各端点对应时序图如下：
供电电压经去耦电容输入到C11与电阻R10，可调电位器N1构成多谐振荡器（红色框图部分），其基本工作原理为当输入直流电前，A为低电平，此时B输出的高电平通过R10，N1给电容C11充电，A端电压开始上升直到达到施密特触发器的最大正向输入阈值电压VT+，电压翻转，B为低电平，电容C11经电阻开始放电，当A电压下降至施密特触发器的最小负向输入阈值电压VT-时，电压再次反转，其中电压上升速率由时间常数N1C0决定，可以通过可调电位器的阻值控制充放电速度，周而复始，使得B端输出转化为频率可调的方波信号。此时，B点电压波形振荡周期的计算公式为：
代入化简可得T=0.75N1C1，频率f=1/T，当取C1为0.1μf，N1=1000~100kΩ时，则该电路的振荡频率范围在130Hz~13kHz之间。
将该方波信号经二号与非门翻转后与电位器N2串联，此时D点波形的上升速率由时间常数N2Cin决定，如图4.6，红黄绿代表不同阻值下电压的上升速率，其与B点输出波形一同接入三号与非门的输入端，实现对信号的脉冲宽度的调节，最终输出信号波形如F点所示，对于脉宽的调节满足关系式
由上式结合时序图分析可知阻值越大上升时间越长，输出脉宽越大。
（二）串芯磁环隔离驱动电路设计
本文采用串芯磁环结构对低压控制电路和高压主功率电路进行隔离，其工作原理图如图4.7所示。磁环原边的高频信号是由一根导线串联在SiCMOSFET导通后电容放电产生回路电流中获取的，通过改变自绕制漆包线的匝数来改变副边电感的大小，进而决定磁环的输出能力。
前级输出的可调脉冲信号（频率1kHz，脉宽300ns）通过栅极驱动器控制SiCMOSFET的开关过程，当开关断开时，磁环原边没有电流流过，外加直流源通过电阻和电感对电容Ci充电，简化电路图如图4.8所示。
当驱动信号输入时，Ci，Ri与开关管形成闭合回路，电容开始放电，电流流经磁环原边与磁环上缠绕线圈产生磁耦合，将信号传递到下一级电路中。
图中Ri=50Ω，Ro=100Ω，Ci=0.1μF，由上图可知，副边输出等效于受控电流源（CCVS），输出端电压满足下式。
为提高SiCMOSFET工作性能的稳定性，本文采用串联多个磁环来构成共原边变压器为各级Marx模块提供驱动信号，确保相互之间完全电气隔离，各磁环间驱动电路不会相互影响。此外，在同一回路中串联多个磁环可以使副边输出信号达到很好的同步效果，且可以通过改变匝数比来调整输出电压幅值以满足后级电路需求。
在磁芯的设计上，由于系统开关频率为1kHz，故电路对磁芯的磁导率和饱和磁感应强度要求较高，纳米晶软磁磁芯具有较低的矫顽力（Hc），磁滞回线呈窄斜长形，易磁化和退磁综合磁性能优异，且其属于高磁通量摆幅材料，有利于磁芯小尺寸，低匝数设计，满足对磁芯材料的选择需求，故本文选择EPCOS-TDKElectronics公司直径为10mm的铁氧体材料。
为防止电流过大和线圈匝数多导致电流饱和，本文在电容放电回路中串联50Ω的电阻，设置线圈匝数比为1：8，负载电阻为100Ω，已知放电瞬间充电电容两端电压UC1=25V，带入上式计算可得输出脉冲信号电压幅值为6.25V。
（三）单元模块驱动纳秒级精调
本文设计的全固态Marx发生器中的隔离二极管对电压具有钳位作用，可以防止半导体开关不同步导致过电压连锁击穿问题，与全固态开关串联型高压脉冲发生器相比可靠性较高，但是全固态Marx发生器每阶储能单元会受驱动模块存在的信号延时和电路中寄生参数的影响而造成放电开关不同步开通。查询数据手册，可知由器件本身造成的脉冲延时包括：74HC132四路施密特与非门的输入输出信号延时，其中单路延时可达6ns；Si8275栅极驱动器最大值60ns得传播延时；开关管15ns左右的开通延时。除此之外，自绕制串芯磁环也会导致输出脉冲信号的上升过程存在差异，使得各开关栅源信号存在相位延迟时，降低Marx串联输出的脉冲幅值和上升速率，由此可见，开关的同步导通是脉冲陡前沿输出的关键一环，故本文针对以上问题进行优化改良，设计了单元模块纳秒级可调的驱动电路，具体工作原理如下：
由于环型磁芯绕制的变压器中存在漏感，电流磁通不能突变，故在开关管导通和关断时将产生阻碍电流变化的反电动势，使得实际副边输出电压波形存在尖峰电压，过高的尖峰电压容易造成元器件的损坏，为消除其对电路带来的负面影响，本文利用BAV99开关二极管的快导通特性设计限幅电路，如图4.9所示。
将整形后的波形输入到74HC132中的与非逻辑门进行锐化处理，通过在逻辑门间串联可调电位器形成电平偏移来调节电路延时，接线方式及时序图如下：
对比各级驱动电路的输出波形，不难看出经与非门整形后，输出电压为标准的方波信号，当输入信号经过可调电阻ZI与下一个门电路的输入电容Cin（Cin=10ns）形成RC积分电路，由J，K点输出电压波形通过调节可调电位器阻值的大小控制波形的上升速率以控制输出信号的一致性，实现驱动信号纳秒级对齐。
4.2.3、SiCMOSFET高位自取能驱动方式
Marx脉冲发生器的脉冲输出电压是通过开关管导通后各级储能电容串联释放于负载形成，脉冲电压幅值与Marx的级数呈正相关。使用实验室自研耐压3300VSiCMOSFET，在不计线路损耗的情况下，实验欲实现6kV输出脉冲理论上至少需要4级Marx电路串联输出，本章中串芯磁环隔离驱动电路的设计仅解决了单级驱动电压与高压输出间的隔离问题，但不同于采用火花间隙开关的传统Marx脉冲发生器，新型Marx电路中的全控型器件无法通过只触发第一级开关管实现其余器件自击穿连环导通，各个模块的主开关管都需要独立的开通和关断。在本文改良型全固态Marx脉冲发生器中，放电时相邻开关管间的电压差始终等于电容两端电压，故导通瞬间开关管Qi源极的电位随着级数n的增加被抬高（n-1）×1500V。
假设四级Marx串联放电回路中所有充电电容两端电压等于电源电压，当驱动信号来临时，Q1栅源间存在VGS＞VGS（th），Q1开通，此时Q1源极电位接地恒为零，始终低于栅极电位，Q1持续导通；Q2此刻漏极电位为1500V，Q2开通瞬间源极电位瞬时被拉高，此时若驱动电压的栅极电位仍仅对零电位高25V，Q2将被强行关断，无法形成放电回路，为保证后级开关管能够持续导通，故必须使对应驱动电路输出栅极侧的电位同时升高，使得开关管的栅源间存在稳定的驱动电压。
常见的隔离驱动一般有光耦隔离驱动，变压器隔离驱动，集成芯片驱动以及自举浮地驱动，其中光耦隔离具有较大的传输延时，变压器隔离驱动体积过大，集成芯片驱动的隔离电压不满足高压脉冲电路设计需求，为确保开关管开通的一致性以及系统设计的模块化小型化，本文设计了SiCMOSFET高位自取能驱动电路，如图4.11所示。
图中绿色部分为串芯磁环，驱动器前级输入电容两端电压始终为20V，电容在电路中等效于“蓄电池”开关瞬时导通后，电容下极板的电位为1500V，利用电容两端电压不能突变这一基本特性，此时上极板电位也被抬高，使得驱动器整体电位被举高，此时输出驱动信号VGS保持不变，即可实现Marx放电开关管的持续开通。
由本文4.1.1不同驱动电压下的通态电阻测试波形可知，当VGS＞18V时，导通电阻较小，故实现自研SiCMOSFET的导通还需要在其漏源端接入不低于18V的驱动电压，为提高系统集成度，降低传播延迟，本文选用Si8275栅极驱动器对前级输入方波信号进行放大，该驱动器共模瞬态抗扰度（CMTI）高，热稳定性强，且Voa，Vob双驱动信号为开关管提供稳定的栅源电压。
电源的输出端和芯片供电引脚存在有一定的距离，高频信号会通过内部阻抗形成不稳定的压降，即供电电压的值存在波动，在Si8275输入供电电压侧接入两个去耦电容，电容的选择一般选容值较小的陶瓷电容和容值较大的钽电容并联，由于容值越小其阻抗的最低点对应频率越高，故该方式可以在一个比较宽的频率内降低电源对地的阻抗，减小电压纹波。此外，栅源间入大电阻有利于高频状态下二者间静电的释放，保护开关管。
4.3寄生参数的优化
全固态Marx脉冲发生器拓扑通常由n个模块单元组成，其中所有器件的工作条件以及半导体功率开关管具有严格的电压和电流限制给电路的设计带来了一定的复杂性。从第三章对主电路的仿真结果分析中可以知道电路中的分布电容和寄生电感也会影响Marx中电容器的充放电过程，降低能量传输效率，减缓最终输出脉冲的上升速率，并且高频信号存在较大的电磁干扰会引起电路中电流、电压振荡。除此之外，功率管的开关特性也极易受到寄生电感的影响，即开关频率越高，开关管的开关速度和可靠性越低，越难达到既定开关性能指标要求，并且各部分寄生电感对各级SiCMOSFET开关过程的影响程度不同，不利于Marx脉冲功率系统的稳定运行。因此，改善输出波形，减少杂散参数至关重要。本节对PCB的布线和排版进行设计，优化电路结构，最大程度降低电路寄生参数，减小放电过程中电容的电压压降，将其储存的能量尽可能全部释放到负载电阻两端的同时提高输出脉冲上升沿速率。
4.3.1板级布线规则及优化
本文系统设计电路板主要包括主电路部分，信号部分以及MOSFET驱动部分，布线时应遵循以下基本原则：
（1）在系统设计布局规划上，电源电路应尽可能靠近负载电路，降低瞬态响应和阻态压差对系统造成的影响。
（2）高频滤波电容与MOSFET尽可能靠近放置，去耦电容的放置尽可能靠近芯片引脚，缩短引线长度，滤除线路引起的干扰，使系统采样更稳定；同时散热回路尽可能靠近电源电路以减小热阻。
（3）注意大尺寸的被动器件（电感，电容）的布局，避免阻碍芯片和MOSFET的空气对流。
（4）若小信号走线不得不在参考层走线时，选择对阻抗影响最小的走线而非横跨走线以降低电源参考层阻抗。
（5）本系统旨在追求高dv/dt脉冲，设计时要特别注意流过脉冲电流的回路面积最小，dv/dt开关点与其他线路隔开，降低纹波噪声对输出的影响。
（6）功率器件铺铜尽可能宽，短；功率元件焊盘与铜箔的连接禁止用很细的走线或者十字连接，注意电路结构设计的紧凑性，降低走线阻抗。
（7）为降低寄生效应，电路中器件的应尽可能选用贴片式，避免封装引线，过孔造成的杂散电感，杂散电容增大。
按照上述布线规则，设计实验PCB板如图4.12。
实验PCB板包含两级Marx电路，对应的双层PCB版图排版尽可能紧凑，外加电源端都在板子的边缘部分。左边为信号源输入端，右边充电电源输入端和高压脉冲输出端，按电压等级划分PCB板的布线区域可以大大降低高压侧对低压侧的影响。另外，还需优化驱动电路各器件的布局，确保各级电流走向相同，达到外围电路参数的高度一致。
对于正面板的设计主要采用左右横向结构，其主要包含了两路Marx电路的驱动部分，和单级Marx的主电路部分，驱动器位置的摆放应尽可能靠近功率管的栅源端以防止高频条件下功率管开关过程中出现电压过冲。此外，由于正面板摆放的电子器件较多，故为减小输出高dv/dt对信号的干扰，避免功率输出电路和驱动电路间出现电感耦合现象，设计时还要注意将其保持一定的间隔。背面板主要放置了第二级Marx主电路和驱动电路稳压模块串联稳压二极管，由于稳压二极管为系统的驱动芯片和逻辑门提供供电电压，故摆放的位置应靠近其供电引脚侧尽可能减小引线长度。
在Marx脉冲发生器放电时形成的功率环路易产生较大的寄生电感，特别是电流方向相同的平行导线在功率管开通关断过程中出现的自感现象不容忽视，为最大限度降低该现象，本文对器件布局做了以下改进：
放电状态下，这里将正板的功率管电流方向作为参考方向，可以看出单级Marx脉冲发生器串联放电时正面功率管的电流流向从右到左，背板电容放电电流从左到右，电流流经区域一致，电流走势相反。充电状态下，流经PCB板中两级Marx模块中限流电感上的电流方向也相反。同理，对驱动稳压模块中的电感布局也采用相同的方式，这里不再赘述。这样设计一方面可以使电流形成的磁场相互抵消，弱化放电回路中的自感现象，另一方面电流环路大大减小，面积可近似为电容长度乘以PCB板厚度，可有效降低放电回路中EMI。
4.3.2板级结构优化
由于Marx脉冲发生器是由多个相同的模块组成，每个模块具有相同的电路结构，相较于其他类型的脉冲发生器，Marx结构简单，成本低，易于小型化设计，所以被广泛应用于各个领域，但在伴随着Marx级数的增加，实验样机中包含的器件越多，系统就越复杂，传统的平行式结构会产生大的电流纹波和EMI问题，电路中存在较大的寄生参数，不利于脉冲前沿的陡化。
PCB作为电子系统的物理载体，PCB的规格，密度会随着系统的复杂度发生改变。本文提出模块电路压接结构，利用过孔来实现多级PCB板中的信号连接，其结构框图如图4.13所示。
在单板PCB布局时，将单级Marx放电回路中充电电容与SiCMOSFET分别置于上下板面，使得电流走向相反，降低回路中的寄生电感。在多级Marx串联结构中依然秉承该设计思想，并将该理论方案应用于驱动回路中，在相邻级电路中的串联器件之间建立返回路径降低回路的寄生参数。结合过孔，将这种布局方式推广到多层板级的应用范围中，可以大幅降低层间电磁感应产生的电感值，进一步降低整个系统的回路面积。
由上图可知，无论是驱动的低压侧直流电源供电，还是高压侧单级电容充电，均采用低寄生电感的多级模块并联结构，即外加电压源的正负极仅接到第一极板，每级电源的输出端接入下一级供电的输入端，采取层层板级堆叠的形式，该方法不仅缩短了电路板的布线、还有效减小放电电流回路，最大程度上降低回路杂散电感，提高系统的动态响应，实现纳秒级脉冲。除此之外，采用压接方式的Marx发生器相较于平行式的单板，结构更加紧凑，大大缩小了系统体积。
4.4本章小结
本章主要从Marx脉冲发生器的级数，驱动的同步性以及PCB的布局和结构三大方面来降低Marx输出脉冲电压的上升速率。在级数的优化上，本文采用实验室自研3300VSiCMOSFET，具体分析了其开通过程和导通损耗较小时对应的最低驱动电压；对于开关管的驱动电路，主要设计了脉宽频率可调的信号源，隔离串芯磁环，稳压模块，分析了电路可能存在的延时并利用与非逻辑门结合可调电位器对驱动信号进行纳秒级精调，确保开关驱动的一致性；为减小实际电路中存在的寄生参数，除优化PCB的布局之外，还提出了层层压接的模块式Marx结构，最大程度上陡化Marx脉冲输出的上升沿。
第五章系统实验结果
在本文中，提出了一种改进型RLC谐振充电的全固态Marx脉冲发生器。考虑到输出脉冲所需特性（包括幅值、重复频率和脉宽）、主开关管的额定电压和可承受的最大脉冲电流，分析设计了主电路结构参数并结合数据手册设计了前级隔离驱动电路。与其他Marx拓扑相比，该结构采用实验室自研3300V开关器件作为主开关管，大大提高了单级开关管的耐压值。在实现相同幅值电压输出脉冲条件下，降低了Marx级数在减少电路组件的数量方面具有显著优势，将提出的结构的性能通过仿真进行了评估，结果证实，所提出的拓扑理论上可以有效生成具有期望特性的单极脉冲。本章对上述电路搭建实物样机，旨在输出频率不低于1kHz，脉冲宽度500ns内，上升沿ns级，脉冲压降小于15%的陡前沿高压脉冲矩形波，通过分析测试结果验证系统设计可行性。
5.1系统实验平台的搭建
为进一步验证Marx脉冲发生装置驱动电路的同步性以及Marx主电路设计的合理性，基于本文器件参数的选型和仿真条件搭建了四级Marx脉冲发生器的实验样机，实验过程中直流电源采用的是艾德克斯公司型号为IT6012C-800-50双向可编程直流电源和SS1792型可跟踪直流稳定电源对应输出50V和35V稳定的直流电压，示波器采用RIGOLMSO5354，电压隔离探头采用的是RIGOLRP1300H(300MHz)，信号源板的功率开关管采用的是UnitedSiC公司型号为UF3C120150B7S的SiCMOSFET。图5.1为整体实验平台，图5.2为系统实验样机。
5.2驱动电路实验测试与分析
5.2.1信号源测试结果分析
本文通过74HC132四路施密特与非门结合可调电位器输出频率脉宽可调的脉冲方波。图5.3是经串芯磁环后输出的隔离驱动信号。
从图中可以看出该电路在输入电压为35V直流电的条件下，可以输出宽度为100~500ns的矩形脉冲，最高输出电压绝对值不超过10V，满足电路设计需求。
5.2.2同步驱动性能测试分析
本课题欲输出纳秒级高压脉冲，对Marx放电时主开关管开通时间的同步性提出了较高的要求。基于前文对电路的分析设计，本文采用了四级全固态Marx发生器产生陡前沿高压脉冲矩形波，前级信号源串芯磁环副边输出的四路隔离方波信号存在不稳定性且不能满足开关管同步驱动需求，为确保开通时间一致性，本文设计了单级Marx模块中开关管延时均独立可调的驱动电路，通过各模块实验输出波形验证设计的可行性。
图（a）给出了串芯磁环副边输出的实验波形，由图可以看出，开关管导通时，磁环上缠绕线圈与电容放电时串芯导线回路电流间产生磁耦合，输出4路等脉宽驱动信号，且同步性能较好，但由于磁环均为手工绕制且环型磁芯绕制的变压器中存在漏感会使得在开关管导通和关断时将产生阻碍电流变化的反电动势，因此实际副边输出电压波形不完全相同，并且存在尖峰电压。
图（b）是经稳压整形后的波形，由上图明显看出，整形后的波形去除了磁环输出时的电压尖峰，有效避免了尖峰电压造成电路中元器件的损坏，消除其对电路带来的负面影响，提高了驱动信号的稳定性。
图（c）为单级Marx电路驱动信号经74HC132逻辑与非门整合后的输出波形，对比上级该波形严格输出0/5V的驱动信号，但由于各级逻辑门存在输入电容与线路中的电阻会造成输入输出间百纳秒延时，而各级Marx电路中的布线存在的差异不可避免的会引起整合后的四路驱动信号同步性较差，因此本文需外接可调电位器以实现手动纳秒精调。
图（d）为四路Marx电路开关管的栅源驱动电压，由上图可得，各级驱动信号无论是幅值还是上升时间都保持高度一致，实现了驱动信号得纳秒级同步。
5.2.3驱动信号波形分析
栅源驱动电压VGS影响开关管的开通速度，决定输出脉冲的上升速率，除此之外，开关管开通速度越快，开通时间内电容压降越小，输出脉冲电压幅值越高。图（a），图（c），图（d）分别是栅极电阻RG为5Ω，20Ω，50Ω时对应的VGS，VDS波形。
图中红线代表SiCMOSFETVGS两端电压，蓝线代表VDS两端电压，观察上述波形，在相同的测试环境下，栅极电阻的取值对开关管驱动能力的影响存在较大差异，对测试结果量化分析如表5.1所示。
由上表可以直观看出，栅极电阻为5Ω时，上升沿最陡，开关管开通时间内对应VDS下降速率最快，当驱动电阻增大时，驱动信号的上升沿和下降沿逐渐变缓，米勒平台的持续时间也随之延长，这是由于开关管内部存在的米勒电容Cds，当VGS达到VGS（th）时，电阻的增大减缓了Cds的充电过程，该过程会使开关管开通损耗增大，降低能源利用效率。不利于Marx放电输出波形陡化，综上在驱动电压前沿基本不存在振荡的前提下应选择阻值较小的栅极电阻。
5.3主电路性能测试与分析
本文第三章对改进型全固态Marx脉冲发生器进行了电路分析和原理仿真，结果表明当充电电源为1500V时，负载为3kΩ的一级Marx脉冲发生器输出峰值电压基本与充电电压相等，四级Marx脉冲发生器串联放电输出脉冲电压与理想输出相差约50V。实际系统样机中的输出脉冲会由于电路中存在的寄生参数无法达到预计值，本节通过优化板级结构，微调各元件参数具体分析其对单级Marx脉冲输出的上升沿和幅值带来的影响，以确定单级输出脉冲各指标达到最优时的电路参数，最终串联多个Marx模块进一步验证设计合理性。
在开关管工作频率1kHz，导通时间300ns，充电电容20nF，限流电感150μH，谐振电阻270Ω，负载电阻3kΩ的单级Marx脉冲发生器的测试结果如下。
由上图可明显看出单级Marx输出脉冲电压峰值小于输入直流电压，对比实验中单级Marx电压输出，开关管开通时刻VDS以及电容两端电压波形可知，在开关管的驱动电压来临时刻，充电电容开始放电直至开关管完全导通后电容两端电压与负载端电压相等，该现象与仿真结果一致，且此时输入直流电压为1500V时，单级Marx脉冲上升时间近似等于开关管的开通时间。
在上述条件下，改变电容充电电压，各级输出脉冲电压实验数据如表5.2所示。
由表5.2可较为直观的得出，各级Marx的电压压降并未随Marx脉冲发生器级数的增加出现明显的下降，串联输出电压近乎成倍提高，充分证明了系统设计的可行性。
图5.7为充电电源1500V条件下，各级Marx脉冲发生器串联输出波形，由图可知在驱动信号脉冲宽度为300ns时，四级输出脉冲电压幅值为5.2kV，脉冲上升时间为25ns，较单级输出脉冲前沿仅有5ns左右的差距，证明了前级驱动信号的同步性基本满足实验要求且优化后的PCB板级结构中存在的寄生参数对Marx脉冲发生器串联放电输出脉冲前沿影响较小，达到了系统设计的预期。
5.4本章小结
基于前文对Marx脉冲发生器主电路，单级充电电路，隔离同步驱动电路的设计分析，本章通过焊接系统实验样机，对Marx脉冲发生器四路隔离驱动。在单级Marx脉冲发生器充电电压为1500V，充电电容20nF，负载3kΩ条件下，系统输出频率为1kHz，脉宽300ns，上升时间25ns，幅值5.2kV的脉冲电压。
第六章总结与展望
6.1总结
Marx脉冲功率发生器由于其控制灵活，结构简单，小体积等优势目前在军事武器，污水处理以及医学治疗等各个领域被广泛应用，随着功率器件性能的提升和发展，电力电子技术的优化和成熟，为进一步提高能源利用率，对输出脉冲电压上升沿提出了新的要求。为此，本文基于实验室自研高耐压SiCMOSFET对高压脉冲陡前沿优化展开一系列研究，主要内容如下：
（1）通过比对多种脉冲功率技术，得出Marx脉冲发生器在小型化，模块化方面具有显著优势并对该拓扑结构进行深入分析，提出了影响其输出陡前沿的三个核心因素：功率器件，同步驱动，寄生参数。
（2）针对功率开关管耐压值较低造成的Marx级数过多，电路冗长，上升沿变缓等问题，本文采用了实验室自研耐高压SiCMOSFET，同时设计了全桥逆变倍压整流的高增益DC-DC电路以解决单级充电电容的高压储能问题，使得在输出相同脉冲幅值时Marx级数较原先减少一半，降低了同步驱动的难度。
（3）针对Marx脉冲发生器放电时开关导通不同步延缓上升时间的问题，本文利用了74HC132施密特与非门RC充电延时特性，设计了信号可纳秒级精调的高同步性驱动电路并通过各级对应串芯磁环输出信号实现高压隔离，除此之外，本文还提出了SiCMOSFET高位自取能的驱动方式，实现Marx放电回路开关管的稳定导通。
（4）为了避免电路中寄生参数过高造成输出脉冲上升时间延长，在布局和结构上做了优化，令Marx放电电流形成反向并行格局，使得电流产生的磁场相互抵消，弱化放电回路中的自感现象，有效减小了电流环路面积，并提出层层压接的模块式Marx结构，最大程度上陡化Marx脉冲输出的上升沿。
（5）基于对上述前沿的优化问题，本文利用PSPICE仿真软件和实验样机进行系统验证，实验结果表明，四路隔离驱动信号实现了纳秒级同步，且改良后的Marx脉冲发生器仅需4级便可输出幅值为5.2kV，上升时间25ns的脉冲电压。由于所选用的器件固有上升时间为21ns，因此可得电路所延缓的输出上升沿时间仅为4ns，较之现有Marx电路本文设计的实验样机在上升沿陡化方面具有极大的提升。
6.2展望
由于时间和个人知识储备有限，针对本课题的设计研究还有许多方面有待改进：
（1）实验室自研耐高压SiCMOSFET器件有效降低了Marx的级数，经对电路的改良设计后，其开通时间成为了影响实验样机输出陡前沿输出的主要因素，后续还需要对器件进行深入的优化研究。
（2）针对Marx电路的器件作损耗分析计算，在寄生参数优化上可以利用ANSYS软件仿真，获取寄生参数网络，对其量化，根据仿真结果继续优化电路布局。
（3）对于实现各级开关驱动的ns级相位对齐本文还需手动调节，后续在同步驱动的优化方面考虑是否可采用单元自检测、自校准的控制思想来降低模块信号间的相互差异，实现各级开关的高精度同步触发。
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