摘要：
随着'深远海'及高机动性、隐蔽性应用目标的提出,未来水下航行器动力系统需具备更高的转速、功率密度和效率.文中针对传统Si基功率器件在水下高速大功率电机应用中,由于开关性能限制,存在电机换相周期内斩波次数不够,给电机带来较大的转矩脉动和损耗的问题,首先对功率器件损耗进行分析,在PSpice中建立仿真模型,对比了不同开关频率及温度下SiC金氧半场效晶体管(MOSFET)和绝缘栅双极晶体管(IGBT)损耗,并在Simulink中对比了不同开关频率下电机转矩脉动.利用SiC功率器件开关频率高、开关损耗低等优点,将SiCMOSFET应用于水下航行器大功率高速电机逆变器模块,对软硬件进行设计,并与IGBT逆变器进行效率对比,同时分析了SiCMOSFET在高频下对电机转矩脉动的影响,为SiCMOSFET在水下航行器中应用提供有益借鉴.
引言
水下航行器正朝着远航程、大潜深和低噪音的方向发展,因此提升能量密度、拓宽航速范围和改善航行噪音等成为水下航行器动力推进技术的发展方向。
逆变器作为水下航行器电机控制系统的核心部件之一,承担着能量变换和电机驱动等关键作用,而传统逆变器功率器件大都使用Si基功率器件。在高速大功率电机应用中,由于绝缘栅双极晶体管(insulate-gatebipolartransistor,IGBT)开关性能限制导致相电流换相周期内斩波次数不够,给电机带来较大的转矩脉动和相电流脉动。金氧半场效晶体管(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor,MOSFET)开关频率高,但其功率等级较低。这2种Si基功率器件目前均难以胜任同时需要较高功率和较高开关频率需求的应用场合,并且两者在高频工作下损耗均会加剧,致使航行器效率和功率密度进一步降低。
刘学超等研制了一种SiC三相双向逆变式变换器,将功率开关器件的开关工作频率提高到60kHz,使20kVA双向逆变式变换器实验样机在更高开关频率下实现整机最高效率接近于99%。韩鹏程等设计基于SiCMOSFET的三相H桥逆变器系统,相比于SiMOSFET系统,新型SiCMOSFET空载芯片温升为1.1℃,带载芯片温升为6.6℃,可将体积质量减小至30%以下,并且效率从92%提升至96%,能耗减小至50%以下。苏杭等设计了汽车用7.5kWSiC逆变器,并通过试验得到试验样机的开关频率为100kHz,理论效率可达97.5%。李东等研究基于SiC器件的车辆辅助变流逆变器,通过实验得到在提高开关频率的同时,减小了辅助变流器输出滤波电感电容的体积和质量,提高了系统效率,并减小了功率模块温升。李凤禄[7]研制了一款基于全SiC器件的地铁辅助变流器样机并进行了相关仿真和实验测试,得到逆变器的效率为99.188%。马保慧[8]将SiC器件运用于逆变器系统,对此系统分别在功率损耗、效率、器件结温、运行费用和预估投资收益等方面进行了对比研究。结果表明,在功率损耗、效率和结温方面,SiC逆变器系统明显优于Si逆变器系统;SiC逆变器系统虽初始投资较高,但长远的运行费用和收益均优于Si逆变器系统。
文中对功率需求120kW、开关频率20kHz以上样机SiCMOSFET逆变器进行软硬件设计并进行试验对比,首先在功率80kW、开关频率12.5kHz下进行功率试验对比,结果显示:相比IGBT,采用SiCMOSFET后电机效率提升2%;然后在功率20kW附近对比了开关频率12.5kHz和30kHz下相电流脉动,结果显示,使用SiCMOSFET后,在高开关频率工作下电机相电流脉动有较大改善。
1、功率器件损耗分析
功率器件损耗主要来自导通损耗和开关损耗。导通损耗由功率器件饱和导通压降及导通电阻产生;开关损耗是由于功率器件开关过程中电压电流不是瞬间完成,存在重叠而引起,开关损耗与器件开关性能有关,开关速度越快,开关损耗越小。当开关频率不够高时,导通损耗占主要部分,开关频率升高后,开关损耗逐渐增大。以MOSFET器件为例,其导通损耗
1.1、相电流脉动及功率器件损耗仿真
在Matlab中搭建双闭环霍尔无刷直流电机系统,通过改变系统开关频率得到电机相电流脉动随开关频率变化如图3和图4所示,可见相电流脉动随开关频率增大而减小。
在PSpice中对SiCMOSFET及IGBT进行双脉冲仿真,在25℃下对比开关频率5kHz和50kHz时IGBT和SiCMOSFET损耗如图5所示。在固定开关频率5kHz下对比温度25℃和100℃时IGBT和SiCMOSFET损耗如图6所示。仿真结果显示,功率器件损耗随开关频率增大而增大,这与数学分析相符,随温度升高器件损耗也会增大,且SiCMOSFET在不同温度及开关频率下,损耗均小于IGBT。
2、逆变器软硬件设计
2.1SiCMOSFET及驱动选型
现有某水下动力装置需求为载波频率不低于20kHz,样机带载能力不低于120kW,现有IGBT不能满足如此高的开关频率,因此选用SiCMOSFET器件。根据样机带载能力不低于120kW这个指标,假设样机效率为90%,根据UinIin=P输入φ=P输出,其中φ为效率、Uin为输入电压、Iin为输入电流,可得输入功率需达到130kW。若假设样机在600V电压条件下工作,其工作电流可达到216A。在留有2倍安全裕量的条件下,需选用电压不小于1200V,电流不小于432A的SiCMOSFET功率器件。
经过对比,选用BSM600D12P3G001型SiCMOSFET功率器件,该器件具有1200V,574A电压和电流等级,最大电流可达1200A,能够胜任项目变压器所需的电压电流。SiCMOSFET电路模型中包含SiCMOSFET开关管和SiCSBD续流二极管,能够同时减小开通损耗和续流损耗,对比器件选择SEMiX453GB12E4s型Si基IGBT器件,该款器件具有1200V,526A电压和电流等级,最大电流达1350A。
根据其门极电荷在Vgs=18V工作电压时为Qg=1500nC,电压摆幅ΔVgs=26V,工作频率f=20kHz,由公式
可以计算出驱动模块所需具备的输出功率PDRV=0.98W,由公式
其中:Rin为门极驱动内阻;Rex为门极驱动外阻,将数据手册中SiCMOSFET门极内阻RGint=1.4Ω值代入式(5)中,此时Rin=RGint=1.4Ω,Rex=0Ω,即可以计算出驱动所需要具备的峰值驱动工作电流Iout=ΔVgs/RGint=18.5A。
电机驱动方案有很多,常见的是选用内部集成驱动、保护及检测等电路的驱动模块,可以大大缩短开发时间周期,简化电路。根据以上计算的性能参数需求选取2FSD0420-EDC驱动板,其是一款采用EconoDUALTM封装的SiCMOSFET数字驱动板,用于试验对比的IGBT驱动板为ED0438E驱动板,其具有欠压保护以及软关断功能。2款驱动性能参数见表1。
SiC驱动板单路输出功率以及门极输出电流均大于驱动SiCMOSFET所需的值,符合功率器件要求。
根据驱动板所需的输入电压12V,与现有IGBT所用15V电源有区别,因此电源选择28/12V型HVTR2812S/HB电源模块,该系列电源模块采用厚膜混合集成电路工艺,全金属外壳密封封装。电气特性见表2。
该型电源模块电压精度较高,工作频率大,具有欠压保护、过流保护和短路保护等功能。
接插件选择某企业的铝合金外壳、9接触件排列、插座装插孔及压接式接插件。
电流传感器选择莱姆电流传感器,该传感器最大可测电流值达600A。
2.2、外围电路设计
控制系统主要包括故障检测、位置信号传输及处理、信号隔离、控制信号产生及传输等部分[9],其组成原理如图7所示。
选用TI公司TMS320F2812的定点型数字信号处理(digitalsignalprocessing,DSP)主控芯片。该芯片时钟频率可达150MHz,同时拥有丰富的外设资源,可展开快速、准确的数字信号处理,同时具有2个事件管理器,每个事件管理器可同时产生8路脉宽调制(pulsewidthmodulation,PWM)波形输出[10]。2812芯片主要负责与上位机进行通信,接受上位机传输指令;进行控制算法主要实现设定占空比、根据占空比指令调整PWM信号值、根据霍尔位置信号产生特定的驱动信号、对故障信号即时响应产生中断以及实现保护功能。
复杂可编程逻辑器件(complexprogrammablelogicdevice,CPLD)主要负责接受电机、逆变器及驱动电路传输的信号,包括霍尔位置信号,电压、电流及温度检测信号。为防止DSP误判,CPLD将上述信号经过滤波和逻辑判断后传入DSP,起到保护DSP的作用。同时CPLD还接收来自DSP传出的PWM信号,并经过逻辑处理后传输至驱动电路。
电压采集电路:在工作中需要时刻监测电压情况,采集电路如图8所示,直流电压经滤波后,进行运算放大器AD8572处理,再经过滤波后传入采集器件。
电流检测信号处理和过电流保护电路:系统工作中需要对电流进行检测,防止过电流。如图9所示,电流信号经过滤波和运算放大器后,一路经过比较器LM193D与设定的电流值进行比较,若超过所设定的电流值,就会产生过电流保护信号,触发中断保护,立刻关断6路PWM,另一路经过运放传入电流采集器。
霍尔信号处理电路:如图11所示,HCPLM454是一款高速光电耦合器件,主要负责对强电和弱电进行隔离,预防强电产生的电磁波干扰弱电控制系统的正常工作,提高电机控制的稳定性。
电源转换电路:将外部电源提供的27V直流电源转换成各子系统所需要的电压(例如驱动板所需的12V电压以及DSP外设所需的3.3V和1.8V电压),如图12所示。
2.3主程序及中断
软件开发平台为CCS9.0,程序顶层主要包括顺序主程序以及各部分中断功能子函数。Main函数主循环中主要对电机正常运行、故障以及待机3种工作状态进行判断。如图15所示,在进行驱动工作之前,首先要对DSP各项状态进行初始化,完成系统初始化后,对系统工作状态进行检测判断,包括电流、电压和过温等,若检测到系统发生故障,则进行停机操作并等待故障指示;若系统工作状态正常,则对电压电流进行采集,经过滤波操作及故障判断后,等待来自上位机的指令。待机状态下仍需要进行故障检测才能启动,以保证系统安全。
系统初始化包括时钟初始化、通用输入输出端口(generalpurposeinput/outputport,GPIO)初始化、事件管理器初始化、模数转换器(analogtodigitalconverter,ADC)初始化以及中断初始化。其中时钟初始化主要是对锁相环(phase-lockedloops,PLL)寄存器进行配置,配置好系统工作所需要的时钟频率,包括倍频、分频等操作;GPIO初始化主要是对引脚功能进行设置;事件管理器初始化主要包括PWM波的生成及霍尔位置信号处理;ADC初始化主要包括分频及A/D转换;中断初始化主要是对控制寄存器以及中断向量表进行配置。
在中断函数中需要运行各部分子功能,包括接触器控制、霍尔信号获取以及故障判断和保护、PWM换相状态生成、占空比线性调节以及稳速调节等。图16为PWM中断服务子程序流程图。
无刷直流电机调速通过调节PWM来实现,由直流电机转速公式可知,直流电机转速与电枢电压成正相关,即
当通用定时器工作在连续递增计数模式,可以产生对称PWM波形,计数操作开始前为低电平,电平保持不变直到第1次比较匹配。第1次比较匹配时,低电平转变为高电平,保持不变直到第2次比较匹配发生,第2次比较匹配时,高电平再次切换为低电平,所产生的PWM占空比
试验中通过调节PWM占空比来控制功率管的通断,进一步控制电机转速。假设此时PWM占空比为D,在一个PWM周期T1内,开关管导通时间为DT1,PWM波形图如图17所示
电机拓扑如图18所示,不计绕组自感和自阻,假设此时通过程序控制T1和T2导通,电机A相和C相导通,开关管T1和T2死区为0,同时开通和关断,则1个PWM周期内施加到电机两端电压U的实际值为DU。将其代入式(7)即可计算电机转速。
3、功率试验
试验平台原理如图19所示,其中直流电源由直流发电机组提供,输出电压可调;相电流经过电流传感器传入数据采集器;钳形电流表可直接测量相电流有效值。
功率试验过程中,被测样机经联轴节拖动水力测功机,改变测功机水压即可调节负载。试验过程中需按时采集母线电压电流、相电流和测功机数值等参数,试验平台如图20和图21所示。试验中无刷直流电机采用方波控制方式。
开关频率12.5kHz工况运行过程中100%占空比时母线电流和母线电压部分波形图,母线电流均值为220A,母线电压均值为375V。
图24和图25分别为功率80kW、开关频率12.5kHz工况时电机效率以及输入输出功率曲线。
表3为采用SiCMOSFET逆变器电机系统测得的电机功率及效率数据,在功率80kW、开关频率12.5kHz工况下,使用SiCMOSFET逆变器后电机效率达到95%左右。
为了减小测功机测速不稳带来的电机效率偏差,对SiCMOSFET逆变器电机系统进行了多次功率试验,图26为4次功率试验测得电机效率曲线,测功机所测得电机效率均维持在95%左右。
对比试验功率器件选择SEMiX453GB12E4s型IGBT器件,表4为SEMiX453GB12E4s型IGBT器件逆变器电机测得的电机功率及效率数据,使用IGBT逆变器电机平均效率为92%左右。
为了减小测功机测速不稳带来的电机效率偏差,对IGBT逆变器电机系统进行了多次功率试验,图27为3次功率试验测得电机效率曲线,测功机所测得电机效率均维持在92%~93%左右。
虽然测功机由于测速不稳会导致测得电机效率有偏差,但测得的相对值是一定的,从上述数据。
对比可知,使用SiCMOSFET逆变器后电机在开关频率12.5kHz、功率80kW时工作效率提升了2%左右。
在高频下进行试验时,为了保证在较高开关频率下的试验安全,将功率降到20kW,保证100%占空比下转速大于10000r/min。图28和图29为功率20kW、开关频率为12.5kHz和30kHz、占空比为70%时电机相电流波形对比,可见开关频率提高后,电机相电流脉动有较大改善。
Fig.28Phasecurrentwaveformataswitchingfrequencyof12.5kHz
4、结束语
针对由于IGBT功率器件开关性能缺陷,导致水下航行器大功率高速电机应用中转矩脉动大、效率不够高的问题,将SiCMOSFET应用于水下航行器高速电机逆变器,首先对功率器件损耗进行分析,得到开关损耗与器件开关频率、开关速度的关系,然后在Matlab中搭建电机平台对转矩脉动随开关频率变化进行仿真,并在PSpice中对SiCMOSFET和IGBT损耗随开关频率及温度变化进行仿真。仿真结果显示,在不同温度及开关频率下SiCMOSFET损耗均小于IGBT。最后搭建功率80kW试验平台,在开关频率12.5kHz、功率80kW上下对SiC逆变器及IGBT逆变器进行对比,试验结果表明,在该工况下SiCMOSFET可以逆变器效率提升2%左右,且在高频工作下SiC逆变器对转矩脉动改善的效果较明显,后续需要对散热器及无源器件进行小型化设计,进一步减小系统体积,提高系统功率密度,充分发挥SiC器件的优势。
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