工业时代以来，燃油汽车的发明大幅提升了人们出行的效率，随着生产力和生产技术的不断发展，汽车已经成为家家户户出行必不可少的交通工具。然而伴随着汽车数量的增长，全球的能源和环境问题凸显，各个国家陆续着手应对。 2021 年国务院印发《2030 年前碳达峰行动方案》中写道，力争2030 年前实现碳排放量达到峰值，2060 年前实现二氧化碳“零排放”。为实现这一目标，电动汽车（Electric Vehicle, EV ）的发展就成为了关键的一环[2]。电动汽车整车的动力来源于电能，不需要化石燃料。相比于燃油汽车，电动汽车依靠动力电池，清洁无污染，不仅减少了空气污染，也减少了国家对于化石能源的依赖程度 。 基于SiC的图腾柱无桥PFC变换器研究与设计资料下载https://pan.baidu.com/s/1L8ncAoJ2Kg-SwCNjIf-tvA提取码mx9k
目前市场上的电动汽车主要分为混合动力、燃料电池和纯电动汽车，无论是哪一种电动汽车，都需要在车上配备储能电池来存储电能[4][5] ，而充电机是实现车载电池充电的关键。电动汽车V2G （ Vehicle to Grid）技术指的是电动汽车和电网之间电能双向流动的技术[6] 。该技术不仅可以实现电动汽车和电网电能的双向传递，同时也将成为未来智能电网中的不可或缺的重要发展方向之一[7][8] ，如图 1.1所示。电动汽车充电机作为V2G技术的核心之一，不仅要能实现电网对电动汽车动力电池充电的功能，也要能将电动汽车动力蓄电池中的电能反馈回电网从而实现“波峰放电，波谷充电”这一效益最大化的充放电控制方法[9][10]。在夜间用电量减少时，将电动汽车作为存储电池，实现电能的存储。在白天电网负荷高峰时，满足用户行驶需求前提下，将电动汽车有序的接入电网，为电网提供一定的能量，从而为公司和用户们带来额外收入[11][12] 。
为了满足多种应用场景的需要，电动汽车充电机还应具备V2L （ Vehicle to Load ）和V2V（ Vehicle to Vehicle ）等功能，V2L是利用充电系统将动力电池的能量提供给离网状态下的负载，该方式丰富了电动汽车的功能，使其不仅具备行驶功能，也可以提供其它更多功能[13][14] 。V2V则是电动汽车对电动汽车的充电，可实现户外的紧急救援[15] 。
1.2 电动汽车充电机发展现状
1.2.1 车载充电机与非车载充电机
电动汽车充电设备可分为充电机和充电桩两大类，其中充电机分为车载充电机（On-board charge, OBC ）和非车载充电机，充电桩分为交流充电桩和直流充电桩[16] 。车载充电机具有方便、集成度高等优点，但需要配合交流充电桩来使用如图1.2所示。交流充电桩为电动汽车提供工频交流电，通过车载充电机将交流电转化为直流电从而给电动汽车动力电池充电，功率一般为十几千瓦以内[17] 。
随着电动汽车的快速普及，出现了充电桩数量不够的情况，同时车载式充电机在发生故障或损坏时，其集成的其他功能也会失效，且替换成本高[20][21]。非车载充电机容易替换，售后成本低，宽输出电压，无需充电桩就可以直接和市电相连，适合多种类型的电动汽车充电。非车载充电机一般分为便携式和壁挂式两种如图1.4 和图 1.5所示，所使用的功率等级通常分为6.6 kW 、 3.3 kW 和2.2 kW [22][23] 。
1.2.2 电动汽车充电机拓扑
目前，电动汽车充电机通常为两级式架构，前级为AC/DC 变换器，实现电流电压的交直转换和网侧高功率因数；后级为DC/DC 变换器，在保证高频隔离的前提下实现对输出电压和电流的控制，使电池可以高效率的进行充电[24][25] 。对于传统的单向充电机AC/DC 变换器一般采用Boost PFC ，实现功率因数校正和整流的功能；后级DC/DC 变换器可使用LLC 或者双有源桥（Dual Active Bridge, DAB ）（如图1.6）来提升效率和功率密度。高效率和高功率密度可实现更小的体积，提升功率密度减少成本。且高功率密度的车载充电机可以优化车内布局，减轻整车重量[26][27] 。
1.3 图腾柱PFC 研究现状
1.3.1 功率因数和谐波定义
为了将电网中的交流电转换成装置所需的直流电需要用到整流电路，传统单相不控整流电路由一个二极管整流桥和一个滤波电容组成。由于二极管只能单向导电，因此输入电流的波形呈现为脉冲形式，其中含有大量谐波会对电网本身和其它用电设备带来危害[29]导致继电保护和自动装置的误动作、仪器仪表的误测量、引起附加损耗、造成装备发热老化等。为了减小电流谐波对电网的污染，功率因数校正技术（Power Factor Correction, PFC ）技术应运而生[30] 。功率因数校正技术的关键在于提高电网电压与输入电流之间的功率因数（Power Factor, PF ）降低输入电流的总谐波失真（Total Harmonic Distortion, THD）。功率因数主要体现的是电流和电压的相位关系，对于一个交流系统如图1.8 所示，假设电压电流曲线都为理想的正弦，即只含有50/60 Hz 基波 [31] 。
通常情况下，图1.8表示的为含有非线性负载的交流功率系统，其电压和电流都不是理想的正弦，而是含有大量谐波，这是由系统中的容性和感性元件引起的。在分析谐波的电压和电流时，可以利用傅里叶分解得到如下结果：
容性和感性设备接入电网时产生的谐波会污染电网，为了减小电流谐波对于电网的影响各个国家都制定了相关标准，其中欧洲规范标准EN61000-3-2 中就规定到，欧洲的电气设备在输入功率达到75 W 或以上时需要加入功率因数校正电路，规定了工频34 次以内的并网电流谐波最大要求[33] 。我国 IEC61000-3-2和 IEC61000-3-4 也分别对于相电流小于16 A 和 16 A-75 A之间的电气设备所产生的谐波进行了明确的规范[34] 。因此 PFC电路设计在满足效率和功率密度的基础上还应满足相关标准需求。
1.3.2 PFC 拓扑
能实现 PFC功能的拓扑有多种，例如Buck 、 Buck-Boost 、Flyback 等，但其中效果最好的要算Boost 型拓扑。因为Boost 型拓扑功率电感靠近输入侧，所以有着输入电流脉动小、输入电流易于控制、EMI 干扰小等优点，在工业界有着广泛的应用[35] 。图 1.9 给出的是Boost PFC电路，其由二极管整流桥、功率电感、开关管、续流二极管和输出电容组成。二极管整流桥将输入的正弦波变成馒头波，Boost 电路通过开关管的高频开关动作使电感上的电流平均值跟踪馒头波从而实现功率因数校正功能。
传统 Boost PFC 有着控制简单、稳定性高、EMI 小等优点，但是由于前面二极管整流桥的正向导通压降存在使得电路导通损耗较大。为了进一步提高效率，传统无桥PFC 拓扑被提出如图1.10 所示，该拓扑相比于传统Boost PFC 减少了一个功率管，导通损耗可以大大减少从而达到提高效率的目的。该拓扑正半周期时，S 1 为高频主管，S 2 作为同步整流管；负半周期时，S 2 为高频主管，S 1 作为同步整流管。但是，传统无桥PFC工作在负半周期时交流输入侧的上端和下端与输出母线的地是以开关频率高频切换的，从而会产生很大的共模噪声，过大的共模噪声会造成系统对EMI 滤波器插入损耗增加的需求，导致系统的功率密度受到影响[36] 。
为了较小的共模噪声、较低的导通损耗和具备双向的功能，图腾柱无桥PFC 拓扑被提出。该拓扑是在传统无桥PFC 的基础上改进而来，将S 2 管和 D 1 管位置互换，再将D 1 管和 D 2 管换成MOSFET 从而在降低导通损耗同时，可以实现双向的功能，拓扑如图1.12 所示。该拓扑有着导通损耗小、共模噪声低的优点，是未来PFC 发展的主要方向。在正半周期时，S 4 管常开 S 3管常闭，S 2 为主管进行高频开关，S 1 为续流管进行同步整流减小导通损耗；在负半周期时，S 3管常开 S 4 管常闭，S 1 为主管进行高频开关，S 2 为续流管进行同步整流。但是该拓扑的高频管在同一桥臂上，工作在连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM ）时续流管会有反向恢复问题从而增加主管的导通损耗[39] 。传统硅器件体二极管特性差，反向恢复电流大，所以使用硅器件时一般设计让其工作在断续导通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM ）或者临界模式（Critical Mode, CRM），以减小关断时的反向恢复损耗。由于只能工作在断续模式或者临界模式则电感电流的峰值为平均值的两倍以上，随着功率上升电感电流的峰值也会随之上升，过大的峰值电流会增加磁芯的铁损，增大电路的差模干扰[40][41] 。
随着第三代半导体器件的发展，较大功率的图腾柱无桥PFC 逐渐回到人们视野当中。第三代半导体如碳化硅（SiC ）和氮化镓（GaN）材料特性主要表现在宽能带、高电子迁移率、高导热性和高击穿电场等。反应到开关器件的特性则是更高的耐压能力、更低的导通损耗和开关损耗。SiC 的禁带宽度是Si 的 3倍，因此功率器件的导通电阻低，泄漏电流小，由于关断时不存在电流拖尾现象，开关损耗也可以减小，在实际应用时开关频率可大幅提高。SiC 材料的热导率是Si 材料的 3倍，因此器件可工作在更高的环境中，散热更加容易[42] 。表 1.1 给出一些Si和 SiC 器件的性能对比，可以看出基于Si 的 MOSFET体二极管反向恢复电荷通常为十几到几十微库，而SiC 器件体二极管的反向恢复电荷仅为Si 器件的百分之一，其良好的反向恢复特性可以让图腾柱无桥PFC 工作在连续模式时只有较小的反向恢复损耗，提高整体效率[43] 。
1.3.3 PFC 工作模式
PFC 有三种工作模式即连续导通模式、断续导通模式和临界模式，考虑到DCM 的峰值电流过大，获得广泛使用的是CCM 和 CRM 两种工作模式。CCM 一般采用平均电流控制，如图1.13所示。使用平均电流控制的方法时，一般采用电压、电流双闭环控制，电压外环的输出信号与电网波形相乘的结果作为电流内环的参考，让采样得到的电感电流跟踪该参考，由此产生的误差信号经过控制器放大后再与锯齿波进行比较生成脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM ）控制信号控制开关管通断[44]。电流内环带宽高、响应快从而保证输入电流可以良好的跟踪输入电压，电压外环带宽低从而防止母线上的二次纹波引入内环降低输入电流的THD 。CCM 模式下的PFC 有着控制简单、EMI 噪声小和稳定性高的优点，但是由于高频主管是硬开关，一般应用在中大功率的场合[45] 。
CRM 的 PFC 电流波形如图1.14 所示，该工作模式下只需要对电感电流过零进行检测。PFC工作在 CRM模式下时，主管可以实现零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）续流管电流自然过零，从而可以让变换器工作在更高的开关频率下，使电感体积减小、提高功率密度。但是二倍于平均电流的峰值电流会增加磁芯的铁损，所以CRM 模式的 PFC一般应用在中小功率场合。
第三代半导体器件的发展和V2G 技术的提出使得具备双向功能的图腾柱无桥PFC 成为研究热点，CCM 的图腾柱无桥PFC 电感电流过零畸变是其拓扑固有问题，如何减小电感电流的过零畸变成为重要的课题。
1.4 主要研究内容
本文以电动汽车充电机为背景，主要针对于连续导通模式（CCM ）和临界模式（CRM ）的图腾柱PFC 的原理以及实际应用当中遇到的问题展开研究与分析。第一章为绪论，主要结合PFC 的应用背景阐述了电动汽车充电机的系统架构和其V2G 功能的研究现状以及功率因数校正电路的发展现状。
第二章讨论了CCM 图腾柱 PFC的硬件设计，在综合考虑逆变并网谐波含量和整流纹波系数大小的情况下完成了PFC 功率电感的设计和器件选型；分析了CCM 模式下平均电流的控制方法；基于PR 补偿器完成了环路设计，以保证系统有足够的稳定裕度。
第三章提出了一种利用电网电压相位滞后进行补偿的控制方法来抑制电感电流过零畸变，解决了双向、宽范围工作需求下，为抑制THD 使得电感取值大而带来的电流过零处无法跟踪的问题。搭建了一台工程样机进行实验，其结果验证了所提方法的可行性。
第四章讨论了交错并联CRM 图腾柱 PFC功率电感的设计方法，并实现了VOT 数字控制；分析了电感电流过零检测电路原理、解决了过零检测电路信号丢失的问题并完成了样机、进行了实验验证。
第五章分析了CRM 图腾柱 PFC母线电压尖峰产生的机理并建立了数学模型，基于建模分析提出了对工频管使用三电平驱动电路的方式，实现了对直流母线电压尖峰的抑制并进行了实验验证。
第六章对全文研究工作进行了总结，并对下一步工作进行了展望。
第二章 双向CCM 图腾柱 PFC的方案设计
本章所设计的图腾柱PFC具有双向工作的功能，软件上采用基于平均电流模式的双闭环控制，硬件上包含采样、驱动、控制、保护和主功率电路等，而主功率电路的设计主要包含母线电容设计、开关管选型和功率电感设计。本章将重点结合CCM 图腾柱 PFC的双向需求对LCL滤波器进行详细设计，同时给出主功率电路和控制环路的设计方法。
2.1 设计指标与器件选型
2.1.1 设计指标
PFC作为便携式双向汽车充电机的前级，为了尽可能兼容世界各国的电网电压且具有双向的功能，考虑到效率的要求，开关频率设定为20 kHz ，因此需要满足表2.1 所示的技术指标。
2.1.2 器件选型
图腾柱 PFC母线电容具有储能和抑制二次纹波的作用，母线电容一般为微法( μ F)级别所以在设计时不仅要考虑到对于二次纹波的抑制，也要考虑到体积。母线电容需要承担直流输出功率与交流输入功率的差值，其容值与母线电压二次纹波的大小呈负相关，若母线电压二次纹波过大则会导致母线电容和开关管需要选择耐压更高的器件从而增加成本，过小则需要更大的电容降低整机的功率密度。
2.2 考虑并网逆变方向的电感设计
变换器电感的设计关系到并网电流的谐波含量和功率因数，关系到变换器能否满足设计指标要求。LCL 滤波器拓扑图可以等效成图2.2 的形式，其中v ab 为变换器侧电压，v ac 为电网电压，L 1 为变换器侧电感，L 2 为网侧电感，C f 为滤波电容，i ac 为并网电流。从LCL 滤波器拓扑图可以得到变换器侧电压v ab 到电网电流i ac 的传递函数如式(2.4) 所示。
从图中可以看出，LCL 型滤波器在高频段可以使幅频增益以-60 dB 斜率下降，然而单L 型滤波器在高频段只能使幅频增益以-20dB 斜率下降。因此在相同的开关频率下，两种滤波器想要达到相同的滤波效果，单L 型滤波器则需要更大的电感值，增加了不必要的成本。所以一般情况下并网逆变器都采用LCL 型滤波器，可以使并网电流在较低的开关频率下依旧保持较低的谐波含量。
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