摘要：
为提高碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管(siliconcarbide metal oxide semiconductor filed effect transistor，SiC-MOSFET)与硅基绝缘栅极双极晶体管(silicon insulatedgate bipolar transistor，Si-IGBT)并联混合开关(SiC/Si hybridswitch，SiC/Si HyS)的可靠性与适用性，该文提出一种可变驱动电压的SiC/Si HyS 栅极驱动电路结构，采用一路脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)控制信号和一个驱动芯片产生不同电压幅值的栅极控制信号，分别控制SiC/SiHyS中的SiC-MOSFET和Si-IGBT。相比于传统采用2个独立驱动电路的SiC/Si HyS 驱动结构，该驱动电路大幅度降低SiC/Si HyS 栅极驱动电路的复杂度，降低SiC-MOSFET关断过程中Si-IGBT误导通的可能性，提升混合开关的工作可靠性。该文首先分析所设计驱动电路工作原理，给出驱动电压调节方法；其次，建立耦合电容端电压纹波和系统启动时电容端电压暂态数学模型，通过仿真和实验验证模型准确性；搭建2 kW 的SiC/Si混合开关Buck电路，验证该文所提混合开关驱动电路可行性，从SiC/Si HyS 功率器件关断损耗、驱动电路功率损耗、成本以及体积4个方面分析所提驱动结构的优势。
引言
功率半导体器件飞速发展至今，硅基功率半导体器件的性能已逼近其材料极限。碳化硅金属氧化 物半导体场效应晶体管(silicon carbide metal oxidesemiconductor filed effect transistor，SiC-MOSFET)作为宽禁带半导体(wide-bandgap，WBG)器件的代表性产品之一，具有耐高温、高开关频率、低开关损耗等特性，为高功率密度、高效率的电力电子设备提供了更多可能性，但昂贵的价格和生产技术不成熟严重阻碍了该器件的应用。虽然传统硅基绝缘栅双极型晶体管(silicon-insulated gate bipolartransistor，Si-IGBT)开关损耗较大，但因其价格低廉、电流应力大等优势，目前工业功率变换系统仍普遍以其为核心器件。
为发挥Si-IGBT的大电流应力和SiC-MOSFET的低开关损耗与高开关频率优势，2014年美国北卡罗来纳州立大学Alex Q. Huang 团队首次报道SiC-MOSFET与Si-IGBT并联的混合开关(SiC/SiHyS)，并受到学术界广泛关注；2015年，ABB公司报道了3.3 kV 电压等级SiC/Si HyS，并给出混合器件在开关过程中的电流分配机制，为SiC/SiHyS的应用奠定了基础。但由于SiC/Si HyS 工作模式较多，且不同模式下损耗不相同，为揭示不同拓扑结构下SiC/Si HyS 的最佳工作模式，南京航空航天大学秦海鸿和中科院宁圃奇等分别通过对SiC/SiHyS等效模型进行分析，构建不同驱动模式下SiC/Si HyS 的损耗模型，为不同拓扑结构下SiC/Si HyS 工作模式的选择提供了参考。但在实际应用中发现：SiC/Si HyS 工作在效率最高点时，SiC-MOSFET的结温较大，过热导致失效可能性增大。为控制SiC-MOSFET工作时的温度，浙江大学徐德鸿和湖南大学王俊等对混合开关混合配比参数、门极时序以及参数选择做了大量研究工作，建立混合器件损耗数学模型，并采用主动结温控制策略有效提高了SiC/Si HyS可靠性。基于以上研究，代尔夫特理工大学、华中科技大学、中国科学院电工所以及合肥工业大学等团队将SiC/Si HyS 使用在逆变器和DC/DC拓扑结构中，并获得了较高性价比。
但不同于传统三端功率器件，SiC/Si HyS 需要采用独特的驱动模式才能降低功率损耗，在实际应用中需要考虑以下2个问题：
1、SiC-MOSFET和Si-IGBT的导通损耗受到各自开通时栅极电压幅值的影响(SiC-MOSFET开通时的栅-源极电压通常为20V，Si-IGBT通常为12~15V)；
2、SiCMOSFET关断过程中漏源极电压快速上升，电流急速下降，负载电流给Si-IGBT的集射极寄生电容CCE和栅集极寄生电容CGC充电，Si-IGBT内剩余载流子需要承受较高电压变化率，Si-IGBT的栅射极电压VGE因CGC的充电形成正向尖峰，导致Si-IGBT误导通，同时增加额外关断损耗。
为保证混合开关工作可靠性，SiC/Si HyS 中Si-IGBT门极驱动电压需要较低负压关断。由以上原因可得，SiC/Si HyS 中SiC-MOSFET和Si-IGBT 2 种器件需要采用不同门极驱动电压控制其开关(如SiC-MOSFET常采用+19 V 开通，-5 V 关断；Si-IGBT采用+15 V 开通，-15 V 关断)，提升其总体性能。
但SiC/Si HyS 中SiC-MOSFET源极与Si-IGBT发射极相连，使得SiC/Si HyS 门极驱动需要2个独立驱动回路和2路脉冲宽度调制(pulse widthmodulation，PWM)控制信号分别产生不同电压等级的驱动信号，而且所对应电源模块需要具有双路正负电压的输出特性。
如图1(a)所示为SiC/Si HyS 传统门极驱动器结构图，其需要2个能输出不同正负电压值的电源模块和2个集成驱动器分别实现对SiC-MOSFET和Si-IGBT的独立控制。文献[3-12]均采用如图1(a)所示的驱动结构对SiC/Si HyS 控制，该驱动电路需要独立产生2个相关控制信号，增加了电路板(printed circuit board，PCB)设计复杂度，降低了混合器件整体性价比，成为制约HyS应用的瓶颈之一。文献[21-24]虽然采用一路控制信号和一个驱动器实现了对SiC-MOSFET和Si-IGBT的控制，但SiC-MOSFET和Si-IGBT的门极驱动电压幅值是按照SiC-MOSFET常用门极驱动电压幅值(+19和-5 V)设计。SiC-MOSFET关断过程中较大电压变化率容易引起Si-IGBT误导通，同时也导致Si-IGBT关断拖尾电流时间长，Si-IGBT不能工作在最佳状态。现有研究可知：SiC/Si HyS 门极驱动在对SiC-MOSFET和Si-IGBT采用不同驱动电压控制时存在以下不足：
1、需要2路驱动信号和2个驱动器分别控制SiC-MOSFET和Si-IGBT，电路结构及控制复杂度高；
2、单控制信号和单驱动器构成的门极驱动电路采用统一驱动电压驱动(开通和关断电压取决于SiC-MOSFET栅极可承受的电压幅值)，Si-IGBT栅极关断负压不足，降低了SiC/SiHyS可靠性。
文中提出一种可变驱动电压的多模式一体化SiC/Si HyS 驱动器，如图1(b)所示，采用一路控制 信号、一个驱动器和一个单路输出的电源模块为SiC-MOSFET和Si-IGBT提供不同幅值的驱动电压，大大简化了驱动结构的复杂度。该驱动电路体积较小，容易与SiC/Si HyS功率模块集成，满足传统三端(栅极、源极、漏极)开关器件结构，使新混合开关器件能够原位替换变换器中传统开关器件，提升系统性能。本文内容如下：首先，介绍SiC/SiHys的不同驱动模式；其次，介绍所提驱动电路的工作原理；再次，给出参数选择依据和启动暂态过程描述；然后，给出仿真和实验结果，验证驱动电路可行性和理论分析正确性；最后，对所提驱动电路与现有方案进行性能对比分析，验证方案优越性。
1、SiC/Si HyS 驱动模式
相比于传统三端开关器件，SiC/Si HyS 增加了一个门极控制自由度，为实现优越的开关性能奠定了基础。目前，常用驱动模式如图2所示。
模 式 A：开通过程中SiC-MOSFET先 于Si-IGBT开通，开通损耗由SiC-MOSFET承担，开通损耗较小。但在开通过程中，SiC-MOSFET承担全部负载电流，短时间内SiC-MOSFET温度上升较快，有过热风险。
模式B：SiC-MOSFET和Si-IGBT同时开通，在负载电流较大时可有效减小SiC-MOSFET过热 的风险，提高 SiC-MOSFET的可靠性。但在小电流工况下，SiC/Si HyS 开通损耗增大，轻载条件下系统效率低。
模式C：Si-IGBT早于SiC-MOSFET开通，且晚于SiC-MOSFET关断。由于Si-IGBT能承受较大电流，模式C虽然可提升SiC-MOSFET的安全性，但该模式下Si-IGBT处于硬开通状态，系统开关损耗大，因此仅适用于软开关拓扑结构，应用范围小。
在模式A和B关断过程中，SiC-MOSFET均比Si-IGBT晚关断，用于减小混合开关的关断损耗。模式A和B可根据不同负载电流，采用交错切换方式广泛应用于各种变换器中，如DC-DC，逆变器。文中所提可调驱动电压驱动电路可实现工作模式A和B，同时可满足2种器件不同驱动电压的需求。
2、所提混合开关驱动电路
2.1、所提驱动电路结构
如图1(b)所示，文中所提SiC/Si HyS 驱动器由一个驱动芯片和一路PWM控制，驱动芯片输出控制信号同时连接SiC-MOSFET和Si-IGBT的驱动回路。
在SiC-MOSFET驱动支路中：增加一个低压N沟道MOSFET Sd1 和由电容Cd1与电阻Rd1组成的RC延迟电路，用来控制SiC-MOSFET的关断延迟；稳压二极管D1与耦合电容Cg1并联后串联于驱动回路中，用于构造不同的SiC-MOSFET开通和关断电压；电阻Rg1和电容CGS分别为SiC-MOSFET的门极电阻和栅极与源极间的寄生电容；电阻Rgs1是为保证驱动系统在启动或出现故障时，SiC-MOSFET栅-源极电压能保持低电平，避免SiC-MOSFET导通。
在Si-IGBT驱动回路中：增加一个低压P沟道MOSFET Sd2和由电容Cd2与电阻Rd2组成的RC延迟电路，用来控制Si-IGBT的延迟开通；稳压二极管D2与耦合电容Cg2并联后串联在驱动回路中，用于构造不同Si-IGBT开通和关断电压；电阻Rg2和电容CGE分别为Si-IGBT的门极电阻和栅极与发射极间的寄生电容；电阻Rge2与电阻Rgs1具有相似功能，即：在驱动系统启动或出现故障时，为保证Si-IGBT栅-射极电压能保持低电平，避免Si-IGBT误导通。
vcc和vee分别为驱动器输出的高电压值和低电压值，为保证SiC/Si HyS 驱动电压在安全值(该值 取决于SiC-MOSFET和Si-IGBT所能承受正门极电压与负门极电压差)范围内，电源模块输出电压值需要满足：
式中：VSiC_on、VSiC_off分别为所选SiC-MOSFET在开关过程中栅极所能承受电压的最大值和最小值；VSi_on、VSi_off分别为所选Si-IGBT在开关过程中栅极所能承受电压的最大值和最小值。
2.2、工作原理分析
当驱动器输出电压由低电平转向高电平时，SiC/Si HyS开始导通。在SiC-MOSFET驱动支路中，由于Sd1已处于开通状态，且其体内二极管导通，驱动器输出信号通过Sd1内部二极管直接给电容Cg1和CGS充电。稳压二极管D1工作于反向击穿状态，电容Cg1两端电压被钳制为D1的击穿电压VD1。驱动器通过门极电阻Rg1给SiC-MOSFET的栅源极电容充电，完成SiC-MOSFET的开通。对于Si-IGBT驱动回路，由于前一个开关周期结束时Si-IGBT比SiC-MOSFET先关断，在驱动器输出电压由低电平转向高电平时，Sd2处于断开状态，所以，Si-IGBT不能立即开通。驱动芯片输出高电平使电容Cd2两端电压降低，当该电压等于Sd2开通电压时，Sd2导通，Si-IGBT开始导通。
所提驱动电路开通等效模型如图3(a)所示，由基尔霍夫定律可知，SiCMOSFET和Si-IGBT的开通电压为
式中：VD1、VD2分别为SiC-MOSFET和Si-IGBT驱动支路中的稳压二极管反向击穿电压；VSd1_on为Sd1内部二极管导通压降；VSd2_on为Sd2工作时的源漏极导通压降。由于VSd1_Vd和VSd2_on值较小，可以忽略。
当驱动器输出由高电平转为低电平时，SiC/SiHyS开始关断。在SiC-MOSFET驱动回路中，SiC-MOSFET处于开通稳态，Sd1处于关断状态。因此，当驱动器输出低电平时，SiC-MOSFET不能立刻关断。驱动器输出首先对由Cd1和Rd1组成的延迟网络进行充电，当Cd1两端的电压高于Sd1的门极开启电压时Sd1导通，SiC-MOSFET栅源极电容开始放电，SiC-MOSFET开始关断，此时SiC-MOSFET栅源极的关断电压为-VD1。对于Si-IGBT驱动回路，当集成驱动器输出低电平时，Si-IGBT的栅-射极电容可直接通过Sd2体二极管放电，无延时完成Si-IGBT关断。此时Si-IGBT栅射极两端电压为-VD2。SiC/Si HyS 关断过程中的等效模型如图3(b)所示，由基尔霍夫电压定律可知，SiC-MOSFET与Si-IGBT的关断电压VSiC_off和VSi_off分别为
式中：VSd1_on为Sd1工作时的源-漏极导通压降；VSd2_Vd为Sd2体二极管导通压降。VSd1_on和VSd2_Vd很小可以忽略。
3、参数选择及启动暂态分析
文中所提驱动电路涉及低压N沟道和P沟道MOSFET、电容Cgi(i = 1, 2)、稳压二极管Di、RC延迟网络中电阻和电容值的设计。开/关延迟时间和低压MOSFET的选择方法详见文献[24]，本文将重点介绍稳压二极管Di和电容Cgi的参数选择。
3.1、稳压二极管参数选择
由 式 (2)和(3)可知，SiC/Si混合开关中SiC-MOSFET和Si-IGBT开通与关断的驱动电压主要取决于稳压二极管。电容Cgi的作用为在SiC-MOSFET和Si-IGBT开通或关断后的稳态下，保持门极电压恒定。因此，稳压二极管D1的反向击穿工作电压VD1不能低于SiC-MOSFET栅-源极的最低关断电压。稳压二极管D2的反向击穿工作电压VD2不能低于Si-IGBT栅-射极的最低关断电 压。即稳压二极管 Di的取值应满足：
3.2、耦合电容参数选择
与稳压二极管并联的耦合电容在一个开关周期内完成一次充放电，较大电容值可保证SiC/Si混合开关在开通和关断过程中保持栅极电压平稳。电容值越小，栅极电压纹波越大。为保证SiC/Si混合开关安全稳定运行，需要选择合适的Cg。
以SiC-MOSFET的驱动回路为例，假设耦合电容Cg1两端电压VCg恒定，在SiC-MOSFET开通过程中，通过Cg1的总电荷量为SiC-MOSFET栅-源极电荷量与消耗在Rgs1上电荷之和。因此，由图1可知：
式中：Qg_SiC为SiC-MOSFET门极电荷量；Don为SiC-MOSFET的导通占空比；fs为工作频率。同理，在SiC-MOSFET关断过程中，经过Cg1的总电荷为
在一个开关周期内，QCg_on与QCg_off应该保持平衡。因此，由式(5)和(6)可知：
式中vcc - vee为驱动系统电源模块输出电压值VDrv，即VDrv = vcc - vee。由(7)可知，含有稳压二极管的Cg1两端电压随PWM控制信号占空比的增加而增大，当大于稳压二极管反向击穿电压时，端电压被钳位。
电容端电压与占空比关系如图4(a)所示。同时由式(5)可知，电容电压纹波△uCg1可表示为
不同耦合电容值下其端电压纹波如图4(b)所示。结合式(7)和(8)，耦合电容值与其端电压的纹波关系可表示为式(9)。图4及式(9)可用于特定电压纹波下实际电路中耦合电容值的选择。
3.3、启动暂态分析
对于特定电压纹波值，由式(9)可计算出所需耦合电容值。但当驱动系统初次启动或断电重新启动时，电容端电压从0开始增加，一段时间后，端电压达到稳态。为保证系统功率模块开始工作时栅极驱动系统已进入稳态，需要对所提栅极驱动电路启动过程分析。同时，在启动过程中MOSFET栅-源极正电压值从电源模块输出的最大值开始下降，而电源模块输出的最大电压值一般接近MOSFET所能承受的最大栅-源极电压，MOSFET长期工作于该值附近，栅-源极损坏的可能性较大。为保证基于SiC/Si HyS 的功率变换器的可靠性，需要对耦合电容端电压暂态变化过程进行分析，得出耦合电容值的选择依据。
以SiC-MOSFET驱动回路为例，门极电阻Rg1和栅-源极寄生电容Cgs均远小于栅-源电阻Rgs1和耦合电容，因此，耦合电容端电压暂态过程主要取决于Cg1值和Rgs1值。为能同时获得期望电压纹波和暂态过程，需要同时对耦合电容值进行优化。在SiC-MOSFET驱动回路中，Cg1和Rgs1组成简单的RC延迟网络，其时间常数τ1=Rgs1Cg1。τ1越大，耦合电容端电压进入稳态的时间越长。同时，由式(9)可知，当PWM信号占空比Don=0.5时，所求得的耦合电容值能保证整个电压纹波需求。因此，将τ1= Rgs1Cg1代入式(9)，并令Don=0.5时，可求得所需耦合电容最小值为
同理，可得Si-IGBT驱动支路中最小耦合电容值为
式中Qg_Si为Si-IGBT栅极电荷量。
4、仿真与实验验证
4.1、仿真分析
为验证所提驱动结构的可行性，采用LTspice构建仿真模型。驱动系统中稳压二极管采用6.2 V的BZX84C6V2L；电源模块输出电压24 V；电阻Rgs1 = 1 kΩ；开关频率50 kHz；PWM死区时间500 ns( 实际占空比为0.475)；MOSFET采 用STP8NM60，由数据手册[25]可知其门极电荷量在13~18 nC 之间。当耦合电容分别为100和300 nF时，MOSFET栅-源极电压及耦合电容端电压仿真波形如图5所示。
由图5(a)可知，当耦合电容为100 nF 时，其端电压纹波达到1.35 V，该值与图4(b)所示的100 nF电容下电压纹波分析结果相同。MOSFET栅-源极电压有0.5 V 的过冲。同时由式(9)可知，当耦合电压纹波设定为1.35 V 时，所需电容值为98.3 nF(以Qg_SiC =13 nC 计算)。当耦合电容为300 nF 时，其端电压纹波为0.45 V，其相比于100 nF 时端电压纹波减小了64%，MOSFET栅-源极过冲电压减小至0.2 V(减小了60%)。同样由式(9)可知，当耦合电压纹波设定为0.45 V 时，所需电容值为295 nF。由此可以验证文中电容选择方法的正确性。
为验证耦合电容端电压启动过程，取Rg1 =1 kΩ，当Cg1=100 nF 和Cg1=300 nF 时，耦合电容端电压和MOSFET栅-源极电压如图6所示。如图6(a)所示，当Cg1 = 100 nF 时，电容Cg1端电压建立时间约为0.3 ms；如图6(b)所示，当Cg1 = 300 nF时，Cg1端电压建立时间约为0.9 ms。因此，Cg1或Rgs1越大，其端电压纹波减小，MOSFET栅-源极电压越平稳，但到达稳态的时间也会越长。同时，较大电容值会增加电容体积，驱动回路面积增大、回路寄生电感增大，此时将会引起栅-源电压振荡。因此，实际电路中需综合考虑，获得折中方案。
4.2、实验验证
按照所提驱动电路搭建如图7所示SiC/Si混合开关驱动器，器件参数及其型号如表1所示。
图8为SiC-MOSFET驱动回路PWM控制信号、栅-源极驱动信号及耦合电容端电压波形。
图8(a)为Cg1 = 100 nF 时驱动回路中相关电压波形，由于电源模块采用24 V 供电，因此驱动器输出PWM波形为0~24 V。稳压二极管采用5.1 V，因此耦合电容端电压被钳位至5.1 V。SiC-MOSFET栅-源极电压在开通时为18.9 V，关断为-5.1 V。
为清晰显示该工况下耦合电容两端的电压纹波，通道2(耦合电容端电压检测通道)采用交流耦合方式，如图8(b)所示。此时耦合电容端电压纹波 约为 0.8 V。虽然PWM信号的上升沿和下降沿均有较大过冲，但不会影响SiC-MOSFET在开通和关断期间的栅-源极电压。
图8(c)为Cg1=300 nF 时驱动回路中相关电压波形，可见耦合电容值没有影响SiC-MOSFET的栅-源极稳态电压值，其开通和关断电压值仍能保持稳定。正如仿真和理论所述，较大电容可以抑制其两端的电压纹波。相比于Cg1 = 100 nF 时，图8(c)中耦合电容两端电压纹波减小至0.4 V(减小了50%)，该仿真结果与理论分析一致。
为分析不同耦合电容值对系统的影响，图8(d)、(e)分别为驱动电路在不同耦合电容情况下的启动过程。图8(d)为Cg1 = 100 nF 时SiC-MOSFET驱动回路的启动过程，电容Cg1端电压在0.2 ms 内达到稳态。可见SiC-MOSFET栅-源极电压从24 V 开通、0 V 关断逐渐变化为18.9 V 开通、-5.1 V 关断的稳态，该结果与仿真结果一致。图8(e)为Cg1 = 300 nF时SiC-MOSFET驱动回路的启动过程，由于电容值增大，系统启动的时间增大，从原来0.2 ms 增加至0.46 ms，与理论分析结果一致。需要说明的是，由于器件参数本身的非线性，电容值的增加与系统启动时间的增大不是线性关系，实际所需启动时间需根据实验测试确定系统参数。图9为Si-IGBT驱动回路PWM控制信号、栅源极驱动信号及耦合电容端电压波形。
图9(a)为Cg2 = 100 nF 时驱动回路各电压波形，与SiCMOSFET驱动回路不同的是稳压二极管稳压值变为12 V。因此，在系统稳态时，Si-IGBT开通电压 为 12 V，关断电压为-12 V，耦合电容Cg2两端电压基本保持稳定。Cg2端电压检测方式设置为交流耦合方式时，驱动回路电压波形如图9(b)所示，稳态工况下Cg2两端电压纹波峰-峰值为0.85 V。与SiC-MOSFET驱动回路相同的是在PWM上升沿和下降沿，电容端电压均有较大冲击，但该值没有影响Si-IGBT栅-射极电压幅值。图9(c)为Cg2 = 100 nF 时驱动回路电压波形，Cg2两端电压稳态纹波峰-峰值降低为0.45 V。由图8(b)、(c)和图9(b)、(c)可见，相同耦合电容和回路电阻下，Si-IGBT驱动回路中Cg2端电压纹波大于SiC-MOSFET驱动回路中Cg1端电压的电压纹波，这是由于Si-IGBT门极电荷量大于SiC-MOSFET的门极电荷量，该实验结果与理论模型结果相同。
为进一步分析SiC-MOSFET与Si-IGBT驱动回路的不同，图9(d)为Cg2 = 100 nF 时Si-IGBT驱动回路的暂态启动过程，启动时间达到1.05 ms，远大于相同回路参数工况下SiC-MOSFET驱动回路的启动时间。如图9(e)所示，当Cg2增加至300 nF 时，驱动回路各电压波形达到稳态需要的时间增加至3 ms，较大启动时间是由于Si-IGBT的输入电容较大。
为验证SiC/Si HyS 和所提驱动结构在实际应用中的可行性，文中构建2 kW 的Buck测试平台，如图10所示。
耦合电容Cg1和Cg2均采用100
nF，驱动系统启动时间约为1
ms，其他系统参数如表1所示。
图11(a)为A触发模式下SiC/Si HyS 的开通与关断过程。SiC-MOSFET先开通，负载电流由SiCMOSFET承担，经过650 ns 后，Si-IGBT开始导通，集-射电流ice开始增加，该过程中SiC-MOSFET导通电流ids基本保持定值。关断过程中，Si-IGBT先关断，电流ice降为零，负载电流再次由SiCMOSFET承担，经过780 ns 后SiC-MOSFET开始关断。由于SiC-MOSFET关断损耗远小于Si-IGBT，SiC/Si HyS 关断损耗较小。图11(b)为触发模式B下SiC/Si HyS 的开通过程，SiC-MOSFET与Si-IGBT几乎同时开通，但SiC-MOSFET开通速度 较快，因此，在开通瞬间负载电流基本上由SiCMOSFET承担。当2种开关完全开通后，电流ice随负载电流的增大而增加，而流过SiC-MOSFET的电流ids保持定值。触发模式B下SiC/Si HyS 的关断过程与模式A相同。
5、性能比较与分析
由4.2节实验验证了所提混合开关门极驱动可行性，但门极驱动电压与功率器件损耗有直接关系，因此，需要对文中所提驱动电路对SiC/Si HyS中功率器件损耗的影响作进一步分析。同时，相比于传统两路独立驱动支路的门极驱动结构，文中所提混合开关驱动结构增加了辅助器件，其功率损耗、成本及系统体积需要进一步分析比较。
5.1、所提驱动电路对 SiC/Si HyS 损耗影响分析
SiC/Si混合开关损耗与传统三端器件相似，包含开通损耗、导通损耗以及关断损耗，且其均与门极驱动电压有关。SiC/Si HyS 的功率损耗模型详见文献[9,26,27]。由此可知，IGBT门极驱动电压变化对SiC/Si混合开关的开通损耗和导通损耗影响不大。因为SiC/Si HyS 的电流分配取决于SiCMOSFET的导通电阻和Si-IGBT的饱和压降vce，当SiC-MOSFET和Si-IGBT选定后各自传导的电流 基本恒定不变，因此导通损耗不变；而开通损耗主要由SiC-MOSFET承担，SiC-MOSFET的门极驱动电压未发生变化，其开通损耗基本不会变化。文中主要分析Si-IGBT门极电压发生变化时(由18.9 V开通、-5.1 V 关断变化为12 V 开通、-12 V 关断)SiC/Si HyS 关断损耗的变化。在此过程中SiCMOSFET的门极驱动电压保持18.9 V 开通、-5.1 V关断不变。SiC/Si HyS 关断损耗可表示为
式中：△toff为SiC-MOSFET的延迟关断时间，如图11所示，在关断损耗比较过程中该值设为恒定的780 ns；Poff_SiC、Poff_Si分别为SiC-MOSFET和Si-IGBT的关断损耗，其可表示为
式中：Poff_SiC_hard为SiC-MOSFET的关断损耗；△Poff_SiC为SiC-MOSFET延迟关断时的额外导通损耗；fsw为开关频率；Eoff_Si_hard为Si-IGBT关断时的能量损耗；τ为IGBT关断损耗与其关断延迟时间之间的时间常数，在该混合开关配置中τ=1.194/μs-¹；Eres为Si-IGBT残留的关断损耗。当Si-IGBT门极驱动关断值增加时，其内部N-基区空间电荷区的宽度增加，Eres减小。以图10所示的Buck变换器为测试平台，在2 kW 输出功率时，SiC/Si HyS 关断损耗如图12所示。
图12(a)为相同门极驱动电压(SiC-MOSFET和Si-IGBT均为18.9 V 开通，-5.1 V 关断)时SiC/SiHyS的关断损耗；图12(b)为不同门极驱动电压(SiC-MOSFET为18.9 V 开通、-5.1 V 关断；Si-IGBT为12 V 开通、-12 V 关断)下SiC/Si HyS 关断损耗。由比较可知，当Si-IGBT的栅极驱动电压变为-12 V关断时可降低15%的关断能量损耗。由此可知SiC/Si HyS 工作频率为50 kHz 时，采用文中所提混合开关驱动电路可有效降低SiC/Si HyS 0.15 W 功率损耗。
5.2、所提驱动电路功率损耗分析与比较
5.2节比较了3种常用混合开关门极驱动电路的功率损耗。首先，由文献[24]可得，在50 kHz 开关频率时，具有单控制信号、单集成驱动芯片的栅极驱动电路比传统双独立驱动支路的栅极驱动电路功率损耗大2.8%。文中所提驱动电路是在单控制信号、单集成驱动芯片的栅极驱动电路增加了2个辅助的耦合电容Cg1和Cg2(Cg1 =Cg2 =Cg)，可在一个开关周期内完成充放电，其功率损耗可表示为
式中△uCg为耦合电容端电压纹波幅值。当Cg =100 nF，电压纹波△uCg = 0.8 V 时，耦合电容功率损耗如图13中蓝色线，在开关频率为50 kHz 时损耗仅为3.2 mW，相比于总体损耗为几百mW的驱动电路可忽略。
橘色线为具有双独立驱动支路的传统驱动电路功率损耗。黑色线为单控制信号和单驱动器组成的具有相同栅极驱动电压的驱动电路功率损耗，其大于传统双驱动支路的驱动电路损耗。文中所提混合开关驱动电路损耗(如红色曲线所示)是在文献[24]的基础上增加了耦合电容的功率损耗，因此，所提混合开关驱动电路与由单控制信号 和单驱动器组成的具有相同栅极驱动电压的驱动电路产生功率损耗基本相同。但相较文献[24]，由于给不同器件提供了不同驱动电压，该方案不仅提高了可靠性，而且降低了SiC/Si混合开关功率损耗。
5.3、成本比较
目前，由于SiC-MOSFET开关频率较高(≥50 kHz)，开关动作期间所需瞬态门极驱动电流较大，隔离与驱动集成于一体的门极驱动较少。多数SiC-MOSFET门极驱动结构中仍采用隔离芯片与驱动芯片分开的方式。该设计中，驱动芯片采用CLARE公司生产的9 A 最大驱动电流的IXDI609SIA驱动器，数字隔离器采用Silicon Labs的SI8711C-B-IS。SiC-MOSFET驱动支路和Si-IGBT驱动支路的低压MOSFET分别采用NVR5198NL和EMBA5P06J，隔离电源模块采用输入12 V 转24 V 的ISH1224A，常用电阻、电容价格不计。传统混合开关驱动系统价格及所提驱动系统价格如图14所示，相比于传统双驱动支路结构，所提混合开关驱动结构可有效降低40%的成本；相比于文献[24]方案，所提驱动结构虽然成本高1.6%，但采用不同的电压驱动SiC-MOSFET和Si-IGBT，提升了系统可靠性。
5.4、体积比较
实际应用中，为减小驱动回路面积，门极驱动系统常与功率板设计于同一PCB板上，驱动系统所占面积越小，功率线布局越容易，可靠性也就越高。图15分别为传统双独立驱动支路的SiC/Si混合开关驱动器、单驱动信号具有相同驱动电压的混合开关驱动器，以及所提混合开关驱动电路的体积。传统双独立驱动支路包含2个电源，2个数字隔离器及2个集成驱动器，驱动器体积较大；单驱动信号相同驱动电压的混合开关驱动器仅包含一个电源模块、一个数字隔离器、一个驱动器和小体积的辅助器件，体积大幅度减小；所提混合开关驱动器 在之前基础上仅增加了2个二极管和2个电容，体积并无明显增加，在实际工程设计中有助于功率板的布局和系统集成。
6、结论
本文利用耦合电容和稳压二极管设计了一种驱动电压可变的SiC/Si混合开关门极驱动器，可通过调节驱动回路中稳压二极管工作电压改变SiC-MOSFET和Si-IGBT栅极的开通与关断电压，降低Si-IGBT在关断过程中误导通的可能性。通过分析得出SiC-MOSFET驱动回路和Si-IGBT驱动回路中稳压二极管的反向工作稳压值均不能低于SiC-MOSFET和Si-IGBT关断时能承受的最低栅极电压，而耦合电容值的选择不仅与其端电压纹波有关，而且受系统启动过程时间的限制。文章通过2 kW 的SiC/Si HyS Buck 平台，验证了驱动系统的可靠性。实验结果表示该混合开关驱动电路能有效降低SiC/Si HyS 中Si-IGBT关断能力损耗的3%，有助于提升SiC/Si HyS 系统的传输效率。本驱动电路的设计为门极驱动电路提供了新的设计思路，对提高宽禁带半导体器件与传统Si基器件并联混合应用的可靠性具有较大意义。
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