摘要：
交流微电网和直流微电网之间多通过电力电子变压器(PET)构成交直流混合微电网以减少额外的电能转换环节。但是PET中高频变压器的谐振参数常常限值了效率的提升，且谐振拓扑的细微变化也会进一步加剧参数设计的难度。针对该问题，提出一种面向交直流混合微电网(HADM)的双向谐振型高频直流变压器(HFT)通用型参数设计方法，明确只有在谐振电流与输入方波电压基频部分同频同相时传输的平均功率最高。并指出当变压器励磁电感与漏感之比大于一定值时，CLLC、LLC和CLL谐振型高频变压器均可工作在双向功率传输状态，且获得的标幺化增益和效率均满足HADM系统要求，CLLC更有利于功率的有效传输。最后，搭建了一台采用SiC器件的6kW实验样机，实验结果进一步验证了所提设计方法的可行性和有效性。该样机在双向工作模式下的最高效率大于97%。
引言
近年来，随着直流型负载的不断发展，直流微电网受到了越来越多的重视，然而，为了满足直流微电网中的交流负荷需求，引入了大量的换流环节。故交流微电网仍扮演者重要的角色，但是存在于交流微电网中的直流负荷也不可避免地需要引入大量换流设备。因此，为了更加高效地将分布式电源、储能装置、各类负荷整合到配电网中，交直流混合型微电网(HybridAC/DCMicrogrid,HADM)成为智能电网发展的研究热点。
最早提出的HADM系统通过工频变压器和配网连接，由于工频变压器体积和重量的影响，极大限制了微电网的灵活性。因此，文献[8-9]提出利用电力电子变压器(PowerElectronicTransformer, PET)实现交直流微电网的互联以及并网，同时具有变压、隔离和能量传输等功能。此外，当PET的工作频率大于20kHz时，可大大降低HADM系统的工作噪声。但是由于所采用的控制策略并未考虑电力电子器件开断瞬间所带来的损耗，而该损耗会随着开关器件频率的增加严重影响系统的效率。因此，文献[10]引入移相角来降低开关损耗，但是该方法相对复杂，且在工作频率较高时难以实现。另一方面，传统PET多采用Si器件，由于这类功率器件开关损耗较高，直接造成了PET工作频率难以提升。随着SiC和GaN等新器件的不断发展，极大降低了功率器件的开关损耗，提升了工作频率。频率的提升使得功率器件开断瞬间所带来的功率损耗变得不容忽视。此外，由于传统的开关器件频率相对较低，因此高频变压器两侧变换器可以附加直流电压控制、电流相位调节等功能。但是当采用SiC/GaN器件后，PET的高频工作模式对于处理器和HADM能源管理系统的通信而言，无疑是一种挑战。因此，结合交直流混合微电网的应用需求，研究一种结构简单且损耗低的高频变压器是非常必要的。
针对以上问题，文献[12]和[13]对谐振型PET结构进行了研究，明确了PET中双有源桥(DAB)的核心作用，为了降低损耗，提高PET系统的效率，应使DAB工作于零电压或零电流开关(即ZVS或ZCS)状态。其中文献[12]提出了一种基于LLC谐振变换器的三级型降压式PET拓扑结构，可以实现全负载范围内工作在软开关状态，降低PET的损耗。但是并未涉及能量的双向流动，且未对LLC参数设计进行分析。文献[13]明确指出额定电压和电流相同时，PET所传送的功率与开关器件的数量成正比，故采用全桥结构的DAB功率容量是半桥结构DAB的2倍。文献[14-17]对CLLC谐振型DAB的参数设计进行了分析，但是并未结合HADM系统的具体需求开展深入研究，致使所设计方法缺乏通用性。
DAB与直流变压器(DCT)的基本结构本质上是一致的。因此，综上所述，根据HADM系统工作需求，提出一种双向谐振型高频直流变压器通用型参数设计方法，通过对高频变压器(HFT)通用模型进行对比分析，指出当HFT励磁电感和漏感之比大于一定条件时，CLLC和LLC(CLL)可以互相等效，均可使DCT工作于能量双向流动状态。搭建6kW基于SiC器件的直流变压器实验平台，实验结果进一步验证了所提设计方法的有效性和优越性。
1、HADM系统中的谐振DCT通用模型
1.1、HADM系统中DCT的功能
所研究的交直流混合系统(HADM)如图1所示，直流母线和交流母线之间通过双向功率变换器(BPC)和直流变压器(DCT)连接，DCT具体结构如图2所示。
其中DCT高压侧和低压侧的直流电压分别为UH和UL，对应的功率分别为PH和PL；高频变压器(HFT)由所设计的变压器T和两个外加无感电容Cr1和Cr2组成。
DCT和BPC需要工作在多种模式下，以并网状态为例：
(1)、当直流母线提供的功率不能满足直流微电网内的用电需求时，则BPC和DCT共同将交流母线的功率传输到直流母线；该功率是由电网还是交流侧的分布式电源提供需要通过能源管理系统来确定。
(2)、当直流母线存在功率无法消纳时，BPC和DCT共同将直流母线的额外功率送入交流母线，并最终由能源管理系统完成分配。
(3)、如果直流母线和交流母线上功率分别守恒，且不存在额外功率可供传输，BPC和DCT上将没有功率流动。
不同工作模式下，BPC又有多种控制方式，如功率控制、下垂控制、电流控制等。DCT除了满足能量管理系统的工作要求外，还需要与BPC进行信息交互。然而在高频工作条件下完成DCT与BPC、能量管理系统三者之间的信息交互对于已经非常繁琐的HADM系统而言是极为困难的，因此，本文将最大限度地简化DCT控制，使其工作于最简单的开环状态，功率流动则由BPC和能管系统来决定，这样将不会改变原有能源管理系统的设计，也不会影响BPC的控制系统设计。但是，开环控制模式下的DCT必须满足：
(1)、保证DCT模块传输的平均功率最大，提高传输效率；
(2)、在不同的负载条件下，均能维持直流电压的标幺化传输增益在97%以上；
(3)、能量双向传输时，均满足以上两点。
1.2、谐振DCT建模
由图2可以得到HFT的等效模型如图3所示，其中图3(a)为CLLC等效模型。Lm1为励磁电感；Cr1、Cr2为外加的无感电容；Lr1、Lr2为变压器原边和副边漏感。部分文献会将原边和副边漏感折算到一侧为Lrtotal后等效CLLC电路，如图3(b)所示。本文采用图3(a)所示的等效模型。
根据图3可以看出，不管CLL还是LLC都是CLLC的一种特例：
(1)图3(c)所示CLL是指CLLC中Cr2→∞；
(2)图3(d)中LLC是指Cr1→∞。
因此，得到DCT的通用谐振模型如图4所示，Req1和Req2分别为功率双向流动时的等效电阻，且在所设计HFT中，L2≈Lr1，L1≈Lr2。
式中：a＝2k+1；b=k+k/g+1+1/g；c＝1/g。
以上电压传输增益表达式(1)和HADM中的DCT功能需求，为DCT谐振参数设计奠定了基础。
2、谐振DCT的通用参数设计和分析方法
根据第1节的分析，可以得到CLL、LLC、对称CLLC和不对称CLLC谐振型DCT均能以图4作为通用模型进行后续设计。
现有文献指出工作在谐振状态可以使DCT实现ZVS或者ZCS，进而减小损耗，但是工作于ZVS或者ZCS之后并不能完全确保传输的有功功率最大；相反，目前研究多是从牺牲有功传输来实现软开关，效率的提升并不显著。本文从功率传输的角度出发，如果能够保证所设计DCT有效传输的平均功率最大，那就意味着电路中的损耗最小，即间接地实现了软开关。
2.1、获得最大传输功率的条件
由于AB(CD)端口的输入电压为一系列脉冲波，因此，利用傅立叶变换可以得到
式中，Vin为输入电压的有效值。
由于HFT需要工作于谐振状态，所以定义输入侧电流为
式中：I为输入电流峰值；Ø为基波电压和电流的相位差。
根据式(2)和式(3)，可以得到由输入侧送入的功率p(t)为
可见，对于谐振型DCT，应尽量使HFT输入方波电压与谐振电流同相位，才能保证输入功率最大。但是实际系统中由于变压器自身参数的影响，以及谐振元件的固有误差，很难保证DCT的谐振频率ωr等于开关频率ω，但由于硬件系统固有误差引起的ωr偏差较小，可近似认为只要ω≈ωr，以上结论均成立。下面分析谐振点处的增益情况。
2.2、谐振点增益分析
由于k值取决于变压器设计，故此，下面只分析不同g值对DCT性能的影响。假设k取值较大以降低线路损耗，根据式(1)可以得到增益曲线如图5所示。
可见，最大增益点随g值而变化，这也意味着谐振点位置与附加电容的比值有关。虽然变压器两侧电容的取值会影响DCT系统的谐振点位置，但谐振点处的增益并没有太大变化(图5)。因此，DCT工作于谐振点时，CLLC、LLC和CLL结构均可满足DCT系统传输增益的要求。
值得注意的是，以上结论是在假设k固定的前提下获得的，下面将进一步考虑采用不同的变压器设计方法，即k值变化时，是否会影响谐振点增益。
根据式(1)，可以得到谐振点处的增益为
不同k和g值时的增益曲线如图6所示。
根据图6可以得出，变压器两侧外加无感电容可以有多组选择。当CLLC处于不对称状态时，功率双向流动时的谐振点电压增益会有差别，只是该差别在k>20之后基本可以控制在5%以内；如果所设计变压器满足k<20，建议尽量选择对称型CLLC或者尽量使g→1，使能量双向流动时电压增益趋于一致，进而使DCT工作于纯电气隔离和升降压状态。
2.3、通用参数设计流程
当DCT处于高频状态时，励磁电感支路对应阻抗非常大，可等效为开路状态。此时，根据图4可以得到通用的谐振频率表达式为
(1)对于对称CLLC谐振型DCT拓扑，g＝1，故ωr＝ω1；
(2)对于LLC谐振型DCT拓扑，Cr1→∞，即g→0。
(3)对于CLL谐振型DCT拓扑，Cr2→∞，即g→∞。
根据以上分析，可以得到适用于HADM系统的HFT通用参数设计流程如图7所示。变压器磁芯的选择可根据面积法展开，属于比较成熟的工程方法，不再赘述，可参考文献[21-23]。谐振电容配置直接根据式(7)—式(9)进行设计。此外，由于参数偏差，所设计的谐振电容需要根据电压电流是否同相位来进行微调，以确保传输功率能够达到最大值，即满足式(5)。
3、实验与分析
结合本文设计方法，研制了一台实现760~380V变压、功率6kW的双向全桥谐振型DCT样机，HFT线圈变比1:2。控制芯片选用TMS320 F28335；变压器磁芯选用PC40-T80×50×25，采用多股双绞线进行绕制；高压侧和低压侧均采用SiC(C2M0080120D)。样机主要参数如表1所示。
下面着重分析不对称CLLC和CLL的能量双向流动效率和标幺化增益。对于不对称CLLC而言，当功率从CD端流向AB端，原边CD侧电压峰值为400V，副边电压峰值接近于200V，具体如图8所示。
可见电流基本保持为标准正弦波，且原边和副边电流过零点基本与电压过零点重合，确保了最大功率传输。
DCT系统高压侧和低压侧的功率分别为PH和PL(见图2)，定义DCT系统功率从高压到低压侧流动(正向)的效率为ε1=PL/PH，标幺化增益M1=2UL/UH；功率从低压向高压流动(反向)的效率为ε2=PH/PL，标幺化增益M2=UH/2UL。通过改变传送的功率等级，可以得到正向和反向两种工作模式下DCT系统的效率和标幺化增益如表2所示。可以看出正向工作效率均高于97%，反向工作效率最高为97.2%；且正向的标幺化增益略高于反向，但双向流动的标幺化增益基本都保持在98%以上，满足设计要求(97%)。
以上不对称CLLC电路在双向功率传输时的效率分析如下：当正向功率传输时，原边(高压侧)电流小，等效线路损耗小，就会有更多的功率传输到副边，使得效率提高；反之，效率降低。
对于只在HFT一侧加入无感电容的情况而言，功率正向流动时等效于LLC型，反向流动时等效于CLL型，HFT输入端和输出端电压、电流实验结果如图9所示，与图8接近，说明仅单侧加电容也可以确保电流质量。
不同功率下，正向和反向两种模式下的标幺化增益和效率分别如表3所示，正向(LLC)的标幺化电压增益和效率均略低于反向(CLL)，但仍满足DCT系统要求。
以上单侧谐振电容(LLC和CLL)的效率对比说明：功率双向传输时电路形式不同，原边有谐振电容的电路会减小变压器原边侧的等效线路损耗，使得大部分功率能够传输到副边，进而提高效率，因此反向功率传输(CLL，即谐振电容在原边)的效率大于正向功率传输(LLC，即谐振电容在副边)的效率。
上述实验结果表明：CLLC结构能够有效减小功率在双向传输时原边侧的等效阻抗，进而减小等效线路损耗，提高功率传输到副边侧的效率。
因此，在高频工作时，建议尽量采用CLLC结构。当变压器参数k值较小时，应尽量选择对称型CLLC结构。
为了进一步验证本文所提供的高频变压器及谐振电容的设计思路，重新绕制了变比为30:4的变压器，其他参数如表4所示，实验结果如图10所示，仍然满足要求，且电压电流相位一致，再次验证了所提供通用参数设计方法的可行性和有效性。
4、结论
结合交直流混合微电网的应用需求，给出了双向谐振型高频直流变压器通用参数设计方法，并指出在高频工作条件下，CLLC结构更有利于提高传输效率。当变压器励磁电感与漏感之比较小时，应优先选用对称型CLLC，以确保功率双向流动时的增益和效率特性；反之，CLLC、LLC和CLL均可选择。本文工作为直流变压器的推广应用提供了理论基础。
如您对我们的产品感兴趣，欢迎联系
我们将为您提供高效、贴心的解决方案！
咨询电话：135 1009 9916（微信同号）
↓ ↓ 点击图片免费领取产品规格书 ↓ ↓ 
想深入了解碳化硅功率器件产品知识？点击→「碳化硅（SiC）课堂」获取详情！
