摘要：
该文提出一种适用于中压直流配网的多电平直流链固态变压器方案，和传统直流变压器方案相比，所提方案可以始终保持双主动全桥高频链环节的电压匹配，从而改善电力电子器件的电流应力，提高系统的传输功率和效率；当发生子模块故障时，可以快速旁路故障的子模块，从而提高系统的可靠性；当发生外部故障时，可以工作在直流断路器模式，快速切除与中压直流配网的连接，且不需要增加额外的直流断路器。文章详细分析所提方案的拓扑结构、电压电流和功率特性、运行控制策略以及故障处理策略，在此基础上搭建物理样机，验证了所提方案的正确性和有效性。
引言
近年来，直流配网受到了越来越多的关注，但相关的研究还处于探索阶段。在直流配网的研究中，目前还主要集中在低压直流微网，对中高压配网的研究还主要针对交流配网。但随着柔性直流输电技术的迅速发展，新能源分布式电源和储能设备的接入，以及直流负荷的发展，对中高压直流配网的研究也提出了更迫切的需求。
在直流配网中，必须使用直流变压器(directcurrenttransformer，DCT)实现中高压直流配网和低压直流微网的电压变换、能量交换和电气隔离。直流配网不能像交流配网那样采用磁耦合变压器实现电压的变换和能量的传输，必须采用基于电力电子器件的固态变压器(solidstatetransformer，SST)。由于直流配网发展时间相对较短，目前对固态变压器的研究还主要集中在交流固态变压器，对直流固态变压器的研究却很少。虽然很多文献研究了DC-DC变换器，但主要还集中在单方向的功率变换，包括升降压变换器或者隔离型直直变换器，这些变换器还不能满足直流变压器对双向功率传输、电气隔离和高电压大功率的应用需求。一些文献也研究了基于隔离型双向逆变器(isolatedbidirectionaldc-dcconverter，IBDC)的直流变压器，主电路拓扑主要有双向半桥、串联谐振变换器和双主动全桥(dualactivebridge，DAB)3种，文献[17]对此做了比较系统的研究，结果表明DAB是最适合构成直流变压器的子模块拓扑。
目前，直流变压器的方案主要采用了DAB串并联的拓扑结构，虽然可以实现高低压侧的电气隔离、电压变换和功率的双向传输，但在中压直流配网的应用中还存在很多问题，尤其是DAB高低压侧均存在集中电容，这在很大程度上限制了其应用。当发生外部故障时，直流变压器在不借助直流开关的情况下，不能从中压直流配网侧断开，当故障消失后，由于集中电容需要重新充电，使得恢复时间变长。当发生子模块故障时，不能旁路子模块运行，很大程度上降低了装置的可靠性。另外，当高低压侧直流电压不匹配时，高频链环节的环流迅速增大，也使得开关器件的电流应力迅速增加，系统的传输功率、效率和功率密度降低。
基于上述的研究现状，本文提出适用于中压直流配网的多电平直流链固态变压器方案，相对基于DAB的传统直流变压器(traditionalDCT，TDCT)，所提方案在本文中均称为NTCT(newTCT)，文中对NTCT的拓扑结构、电压电流和功率特性，控制策略和故障处理等均进行理论分析，并通过物理试验进行验证。
1.多电平直流链固态变压器
图1所示为多电平直流链固态变压器，主要由多电平直流链级(multileveldclinkinterface，MDLI)和高频链级(highfrequencylinkinterface，HFLI)构成，MDLI级由N个完全相同的SC子模块构成，子模块的交流输出端首尾相接串联连接，然后通过电抗L接入中压侧直流配网，模块的直流输出端分别独立输出，对应直流电压V11、V21、…、VN1。HFLI级则由N个完全相同的DAB子模块构成，其输出端的一端分别接到MDLI的直流端Vi1，另一端则并联在一起，然后直接接入低压微网。相对TDCT来说，NDCT增加了MDLI级，使得直流电容由集中式变为了分散式，并且SC子模块可以工作在旁路开关、直流断路器和电压变换等多种模式，带来了很多的技术优势。
当中压直流配电网电压发生变化时，MDLI级可以工作在DC/DC变换模式，调节输出电压Vi1，使得HFLI级的高频链始终处于电压匹配状态，从而降低高频链环流和电力电子开关的电流应力，并提高系统的传输功率、效率和功率密度。当DAB子模块发生故障时，NDCT可以迅速旁路故障的子模块，其它模块仍可正常工作，从而提高了系统的可靠性。当发生直流配电网的外部故障时，NDCT可以工作在直流断路器模式，完全切断与直流母线的电气连接，而不需要增加额外的直流断路器。另外，由于直流电容没有放电，不会产生过电流，当故障消失后，不需要重新开始充电，可以快速的重新投入运行，提高了系统快速恢复的能力。
2、NDCT的调制策略和特性分析
2.1、MDLI级调制策略
和TDCT相比，NDCT增加了MDLI级，本文中的调制策略分析也主要针对MDLI级的调制策略。为了提高NDCT的运行效率，降低中压配网侧输入电流的纹波，本节给出一种MDLI的多电平直流链调制策略，如图2所示，图中:vHVi和vHV0分别为SCi(i=1,2,3)的交流侧输入电压和级联总输入电压；iL为中压直流配网侧的输入电流；D为SCi的调制占空比；T为SCi的控制周期。
正常运行状态下，MDLI中第i个SC模块的开关Qi1和Qi2交替的开通和关断。而不同SC模块之间，相同位置的开关管脉冲采用移相调制方式，移相角度为2π/N，其中N为级联的SC数量。图2所示为N=3时MDLI的运行状态，从图中可以看出，随着占空比D的变化，MDLI级的运行状态也会发生变化，对于N=3时共有3种不同的运行状态，但是所有状态下，直流侧纹波电流的波动频率始终为开关频率的3倍。
2.2、MDLI级电压电流特性分析
根据2.1节的调制策略，假设经直流电压平衡控制后，全部SC模块的直流电压均相等Vi1=Vc，则图2中的3种运行状态的级联总输入电压可以表示如下。
1、运行状态0(0≤D＜＞1/3)。
2、运行状态1(1/3≤D<2/3)。
3、运行状态2(2/3≤D<1)。
根据上述的分析，对N个模块级联的情况，则有m=0,1,…,N-1共N种运行状态，对应占空比为m/N≤D<(m+1)/N的第m种导通状态，级联总输入电压可以表示为
对周期为T的SC模块，N级串联采用移相调制方式时，等效开关周期为T/N，一个周期内级联总输入电压的平均值VHV0可以表示为
当中压直流配网电压不变的前提下，通过调节占空比D可以有效调节MDLI的输出电压Vc，由于占空比0≤D≤1，则总有Vc≥VHV0/N。
由式(4)和图2可知，在T/N的周期内，从0到(D-m/N)T时间内，电抗电流从最小值ILmin增加到最大值ILmax，从(D-m/N)T到T/N的时间内，电抗电流则从最大值减小到最小值。对第m种运行状态下，输入电流iL纹波的最大值可以表示为
由式(6)可知，通过合理设计级联模块数N、电抗值L、开关周期T和占空比D，在满足MDLI级输出电压要求的前提下，可以有效降低输入侧电流的纹波值。
2.3、NDCT功率特性分析
根据上节的分析，在一个周期内电抗电流的平均值可以表示为
忽略功率损耗，则MDLI的平均功率可以表示为
由式(8)可知，当ILmax+ILmin=0时PMDLI=0，则没有有功功率传输，当ILmax+ILmin>0时PMDLI>0，则有功功率从中压直流配网侧向低压直流微网侧传输，当ILmax+ILmin<0时PMDLI<0，则有功功率从低压直流微网侧向中压直流配网侧传输。
假设各DAB模块的输入电压和控制方式均相同，由文献[20]可知，HFLI传输的有功功率可以表示为
式中：M为移相占空比；fs=1/(2Ths)为开关频率；nT为高频变压器的匝数比；LT为高频链的等值电感；VLV为低压微网侧直流电压。将式(5)代入上式，可得直流变压器传输功率为
由式(10)可知，NDCT的传输功率为TDCT的1/(1-D)倍，其中0≤D<1，也就是说，通过调节占空比，可以增大DAB高压侧的直流电压，从而增大直流变压器传输的有功功率，传输功率相对基值PB=nTVHVVLV/(8fsLT)标幺化的特性曲线如图3所示，当中压配网电压和高频链电压不匹配时，MDLI级的占空比D>0，NDCT传输的有功功率一直大于TDCT(相当于NDCT占空比D=0情况)传输的有功功率。
2.4、NDCT功率因数特性分析
对TDCT来说，当中压配网和低压微网的直流电压变比和高频变压器的物理变比不匹配时，HFLI的高频链将产生环流，环流特性可以用功率因数来表示为
为了保证额定工况下的环流最小，高频变压器的变比一般按照nT=VHVN/(N*VLV)设计，其中VHVN为额定的中压配网电压值，考虑到中压配网电压的波动，定义波动系数r=VHV/VHVN，则TDCT的功率因数可以表示为
对NDCT来说，增加的MDLI级可以按式(5)稳定输出电压且有Vi1≥VHV/N，为了保证高频链电压始终处于匹配状态，高频变压器变比需按nT=VHVmax/(N*VLV)设计，其中VHVmax为中压配网直流电压的最大值，一般按额定值的1.2倍选择，当中压配网电压波动时，由于MDLI级的控制使得VHV/N(1-D)=VHVmax/N一直成立，则NDCT的功率因数可以表示为
图4所示为NDCT和TDCT的功率因数特性，在有功功率标幺值0~1，中压配网电压标幺值0.8~1.2的整个范围内，NDCT都相对TDCT表现出相对很高的功率因数，这很大程度上提高了装置的有功功率传输能力和降低了系统的损耗。
3、NDCT运行控制策略
图5所示为NDCT的运行控制策略，对MDLI级输出电压的控制通过占空比Di实现，电压控制环通过参考电压值VCr减去实际电压平均值VCaver，然后通过PI控制器，生成统一的电流参考值Iilr0。电压平衡控制环通过电压平均值VCaver减去实际电压值Vi1，然后通过比例控制器，生成参考电流的附加量ΔIi1，统一电流参考值加上附加量，最终生成实际的参考电流Ii1r，参考电流减去实际电流值，通过PI控制器，最终生成占空比Di。然后，对载波移相2πi/N的电角度，驱动第i个SC模块。
对HFLI级输出电压的控制则由移相占空比Mi实现，电压控制环通过参考值VLVr减去实际测量值VLV，然后通过PI控制器，生成参考电流值ILVr，参考电流减去实际电流平均值ILVaver，然后通过PI控制器，最终生成移相占空比Mi，据此生成第i个DAB模块的脉冲信号。
图5中的高压侧电压控制环、低压侧电压控制环和平衡电流控制环在总控制器内实现，直流电压平衡控制环和电流控制环在子模块控制器内实现，平均直流电压和电流可以表示为
直流电压的平衡控制是在保证DCT外特性不变的情况下，调整内部各子模块间的能量分配，实现对电容的充电或放电，控制采用了纯比例控制，并且考虑到功率的双向传输特性，参考电流附加量将根据电流的方向而不同，如图5中所示。
4、NDCT故障处理策略
由上节的分析，NDCT可以始终保持HFLI级高频链的电压匹配状态，从而提高了装置的有功传输能力和功率因数，并很大程度上降低了由于环流造成的电力电子开关的电流应力和有功损耗。此外，在子模块故障时的冗余运行以及外部故障切除后的快速恢复方面，NDCT都表现了很大的优点。
当子模块发生故障时，由于直流端存在集中电容，子模块不能被旁路，使得TDCT不能实现冗余运行，因此当子模块发生故障时，TDCT就必须退出运行，这很大程度上降低了装置的可靠性。由于增加的MDLI级，NDCT可以在旁路故障的子模块情况下继续运行，控制的逻辑如图6所示。
以第i个单元为例，正常运行时SCi的Qi1和Qi2按上节的控制策略开通或关断，当DABi发生故障时，Qi1一直关断Qi2一直导通，子模块DABi和直流电容Ci1均被切除，直流电容的电压不会被短路而快速放电。第i个单元旁路后，级联单元数由N变为N-1，根据式(5)可知，通过调节占空比使得：
可以使得Vc保持不变，从而可以始终保持高频链的电压匹配状态。式中假定中压配网的直流电压保持不变，D1为级联数为N时的占空比，D2为级联数为N-1时的占空比。同样，当诊断DABi故障消失恢复正常后，NDCT也可以快速切换至级联数为N的运行状态。
5、NDCT物理样机试验分析
为了验证上述的理论分析，特别设计了一台试验样机，如图7所示，样机的具体参数如表1中所示。
5.1、电压电流特性试验
图8为中压配网电压150V时MDLI级电压和电流的波形，图中：VHV为中压配网直流电压；VHV0为MDLI级的级联总输入电压；IHV为中压配网输入电流；V11、V21和V31分别为MDLI级的输出电压，此时占空比为0.75，在2/3
图9为中压配网电压300V时MDLI级电压和电流的波形，此时占空比为0.5，在1/3
图10为中压配网电压500V时MDLI级电压和电流的波形，此时占空比为0.17，在0
试验结果表明，在HFLI级匹配电压为600V情况下，当中压配网电压分别为150、300和500V时，NDCT均可工作在电压匹配状态，且输入电流的纹波很小。当NDCT工作在3个不同的占空比区间范围时，电压波形和3.2节的理论分析完全吻合，试验结果验证了前面理论分析的正确性。
5.2、子模块故障试验
图11为子模块发生瞬时性故障旁路运行，故障延时消除并恢复运行时的电压和电流波形。其中：iT1、iT2和iT3分别为各DAB高频链的电流；VLV和ILV分别为低压微网侧的电压和电流。开始时，NDCT工作在N=3稳态运行状态，在t4时刻模拟DAB3发生瞬时性故障，DAB3瞬时被旁路，NDCT切换至级联数为N-1=2的运行方式，DAB1和DAB2的传输功率增大，DAB3的传输功率变为0，低压侧电压和电流经暂态过程很快达到新的稳态，且新稳态的电压和电流和故障发生前一致。在t5时刻模拟DAB3瞬时性故障恢复，DAB3重新投入运行，NDCT切换至级联数为N=3的运行方式，DAB1、DAB2和DAB3的传输功率恢复到故障发生前的数值，低压侧电压和电流经暂态过程也很快达到新的稳态，且新稳态的电压和电流和故障发生前一致。
试验结果表明，当子模块发生故障时，NDCT可以旁路运行，当瞬时性故障恢复时，子模块可以恢复投入运行，这很大程度上提高了装置运行的可靠性，且输出电压和电流的暂态过程很短，对负载的影响很小，试验的结果和第4节的分析相吻合，验证了理论分析的正确性。
5.3、效率分析试验
由前面的分析可知，NDCT相对于TDCT增加了MDLI级，从直观来说，这使得装置的导通损耗和开关损耗增加。但MDLI不仅增大了NDCT的输入电压范围，也使得HFLI级始终工作在直流电压匹配状态，这减小了电力电子器件的电流应力，提高了装置的功率因数，也降低了环流造成的导通损耗。综合考虑，如果MDLI级选用导通损耗较小的电力电子器件，且采用较低开关频率的调制方式，考虑到中压配网电压的波动，TDCT不可能一直工作在直流电压匹配状态，在全电压工作范围内，NDCT的效率有望和TDCT的效率相当或甚至更高。
图12分别为级联数为N=2且中压配网电压300~400V时和级联数为N=3且中压配网电压400~600V时，NDCT和TDCT的效率特性比较。在N=2且VHV=400V和N=3且VHV=600V两种直流电压匹配状态时，TDCT的效率明显高于NDCT的效率，但当中压配网电压偏离匹配值时，TDCT的效率明显降低，而NDCT的效率在一定电压范围内基本保持不变，而且当中压配网电压偏离匹配值越多，NDCT的效率优势也越明显。试验的结果和前面的理论分析相吻合，也证明了理论分析的正确性。
6、结论
本文提出了一种应用于中压直流配电的多电平直流链固态变压器方案，文中从拓扑结构、多电平直流链电压电流特性、功率和功率因数特性、控制策略和故障处理逻辑等多方面做了理论的分析。在此基础上，还搭建了3级串联的物理试验样机，给出了系统的实验分析结果，验证了理论分析的正确性。理论和实验分析均表明所提出的NDCT系统方案，不仅增加了输入电压的工作范围，降低了输入电流的纹波，也使得高频链始终工作在电压匹配状态，降低了电力电子器件的电流应力和导通损耗。此外，当DAB子模块发生故障时，NDCT可以有效的提供冗余运行，提高了装置的可靠性。本文的研究为中压直流配电网中直流固态变压器的提供了一种有效、实用的解决方案。
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