在传统的低压电源设计中，高侧电流检测非常简单，随便挑一颗通用电流检测放大器，比如经典的INA138或者INA168，直接往上一挂就完事了。但如果有一天，突然来个新项目，要求在400V的高压直流母线上实现精确的高侧电流检测，你会怎么做？
翻开芯片手册，市面上那些能直接耐受400V共模电压的特种高压检流放大器，不仅价格贵得让人想流泪，而且供电通道复杂、选型极度受限。这时候，如果手里只有一颗最大工作电压仅为36V的常规检流放大器，你会怎么做？
今天，我们就基于TI的高压浮动检流参考设计带你搞懂如何通过巧妙的外围乾坤大挪移，让36V的低压器件安全、精准地搞定400V高压检测！
400V高侧检测，低压运放上去不就炸了？在动手设计前，咱们先得搞清楚为什么低压运放不能直接上？
高侧检测意味着采样电阻Rshunt串联在高压正极母线上。当母线电压为400V时，运放的输入引脚Vin+和Vin-对地的电位就是400V，常规运放如INA138的芯片供电管脚V+对GND的最大耐压只有36V。如果你把它的GND接到系统的0V大地，把V+接到高压，芯片内部的半导体结构会瞬间被400V高压击穿，变成一缕青烟。
那怎么办呢？可以想办法让运放漂浮起来！
鸟儿站在上万伏的高压电线上为什么不会被电死？因为鸟儿的两只脚之间几乎没有压差，它全身的电位和电线是一样的。同理，只要我们不让运放的GND脚接系统的0V大地，而是让它接一个悬浮地，使整个运放随母线电压一起浮动，就能完美解决耐压问题！
那400V又跑到哪里去了？
很多人看到这里还是有点疑惑，400V并没有消失，它全部落到了串联限流电阻上。例如母线400V，齐纳12.16V，那么387.84V全部由限流电阻承担。 此时，芯片的V＋脚接400V，GND脚接3 87.84V 。对芯片内部来说，它看到的供电电压永远是极其安全的12.16V！完美避开了36V的耐压红线。
流过R3的电流不仅要供给稳压管Z1稳定的稳压工作电流，R3两端承受了接近388V的巨大压降！根据功率公式:
所以在实际选型中，R3绝不能用常规的0603/0805贴片电阻，必须选用高耐压、大功率的电阻，否则电阻会直接过热烧毁。
如果INA138整个都漂浮在400V附近，那输出不是也应该在400V吗？
这正是很多硬件工程师最容易困惑的问题，注意观察INA138，它不是电压输出器件，它输出的是电流，电流没有绝对参考点。它只需要找到一条回路，于是TI增加了一只耐压很高的PNP晶体管。这只晶体管承担了全部400V耐压，INA138输出的小电流，通过这只晶体管，最终流经地参考电阻，于是输出电压重新变成0～5V，ADC便可以直接采集。
整个过程中，真正承受高压的是PNP三极管。真正完成测量的INA138，两者各司其职，那么根据增益指标就可以计算出Rout的阻值：
那为什么不用MOSFET代替三极管呢？
很多人都会想到MOSFET输入阻抗高，是不是误差更小？理论上确实如此，因为三极管存在基极电流，会带来一定比例的增益误差。如果β=100，那么约有1%的输出电流损失，MOSFET没有这个问题。
但是实际工程中，很多高耐压MOSFET门限电压都比较高。有些甚至达到4～5V，INA138输出摆幅有限，未必能够把MOS可靠驱动。因此很多参考设计仍然采用高耐压PNP三极管，虽然会引入约1%左右增益误差，但整体更加稳定，也更容易设计，当然也有运放+MOS的实现方案，改天探讨一下！
当然实际上，这种浮地方案并不是万能的，第一，它适合直流检测，因为整个浮动电源建立需要一定时间，对于快速变化的大共模交流信号并不适合，第二，它存在持续静态功耗，高压一直存在，串联电阻就一直耗电，对于待机功耗要求很高的系统，需要重新评估。第三，PCB设计要求远高于普通电流检测。
400V虽然没有直接进入INA138，但PCB已经是真正的高压设计，爬电距离、空气间隙、器件耐压、分流电阻布局以及安全绝缘，都必须按照高压规范设计，很多样机的问题，最后都不是芯片，而是PCB。
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