背景：固态变压器（SST）因高频隔离和高功率密度广泛应用，但高频开关带来严重电磁干扰（EMI）。问题：双有源桥（DAB）的共模（CM）EMI通过高频变压器寄生电容传导，影响可靠性。方法：①被动抑制：将耦合电感与移相电感集成；②主动抑制：改变DAB开关频率降低CM EMI峰值；③有源EMI滤波器（AEF）采样并补偿CM EMI。结论：这些方法可有效降低SST的CM EMI。
（引言）
SST优势：高频变压器体积远小于工频变压器，功率密度高，控制灵活。SST的EMI问题：高频开关引入EMI，尤其是共模（CM）EMI，通过寄生参数传播，影响系统可靠性。研究现状：初步研究使用无源EMI滤波器（缓冲电容、X/Y电容、共模扼流圈）；三级NPC变换器可降低CM电流；优化屏蔽设计、高频阻抗建模等可抑制EMI。主动抑制方法：①变开关频率（VSF）将EMI峰值分散到更宽频段；②有源EMI滤波器（AEF）主动补偿。本文结构：第2节CM EMI建模；第3节耦合电感被动滤波器；第4节主动抑制（VSF和AEF）；第5节总结。
2 Modeling of CM EMI for SSTs（SST共模EMI建模）
2.1 Description of the DAB and CM EMI problem（DAB与CM EMI问题描述）
DAB拓扑：原副边全桥、高频变压器（变比1:1）、移相电感Lph。高频模型：包含LISN测量网络。主要寄生参数：
开关模块杂散电容：以Cree CAS300M12BM2（1.2kV/300A SiC MOSFET模块）为例，测得CP、CN、CO。
高频变压器匝间电容Cps。高dv/dt通过Cps形成位移电流，恶化CM EMI。
2.2 CM EMI noise separation and calculation（CM EMI噪声分离与计算）
等效模型推导：将开关管替换为等效电压源，C1、C2视为短路。得到CM等效模型（图3）。定义：
原边CM电压 VCMP = (VS2+VS4)/2，副边CM电压 VCMS = (VS6+VS8)/2
原边DM电压 VDMP = (VS2-VS4)/2，副边DM电压 VDMS = (VS6-VS8)/2
噪声分解：CM噪声由DM电压和CM电压分别产生（图4）。简化分析（图5）：推导出CM电流表达式（式6-9）。SPS调制波形（图6）：桥臂输出为50%占空比方波。结论：在SPS调制下，CM电压保持恒定，DM电压为方波，因此CM噪声主要由DM电压引起。此外，电路不对称也会引入CM EMI。
3 Passive CM filter by coupled inductor（耦合电感被动共模滤波器）
3.1 CM filter by discrete symmetrical inductors（分立对称电感）
方法：将移相电感分成两个相等的半电感，分别串联在变压器两端（图7）。器件：低磁导率磁粉芯（26μ0），电感204μH，参数见表1。CM分解电路（图9）：对称结构使DM电压仅形成环流，不产生CM电流；CM电流主要来自桥臂CM电压。问题：分立电感在CM回路引入大等效电感Leq≈100μH，导致低频谐振（图10：传统结构谐振9.15MHz，分立电感降至706kHz）。在谐振频率附近CM电流反而增大。
3.2 CM filter by coupled symmetrical inductor（耦合对称电感）
方法：采用耦合对称电感（图11），保持对称性，同时等效漏感远小于分立电感。两种绕制结构（图13，表2）：
Lc1：常规共模电感绕法，漏感21.6μH
Lc2：绕组均匀绕制，漏感仅0.25μH
阻抗谱（图14）：Lc2与变压器谐振频率升至6.68MHz，有效改善700kHz附近CM
EMI尖峰。
3.3 Experiment verification（实验验证）
实验平台（图15）：DAB参数：10kHz，变比1:1，V1=V2=150V，RL=30Ω。时域（图16）：三种对称电感均有效抑制CM电流尖峰。频域对比：
分立对称电感 vs 非对称（图17）：低频（9kHz-1MHz）抑制约20dB，但在700kHz因谐振抑制效果差。
耦合对称电感 vs 非对称（图18）：Lc1和Lc2均改善700kHz尖峰，Lc2因漏感更小，高频特性更好。但在1-30MHz高频段，CM电流主要由桥臂CM电压产生，耦合电感抑制有限。结论：耦合电感滤波器能有效降低低频CM EMI，且不影响功率传输。
4 Active CM EMI mitigation（主动共模EMI抑制）
4.1 Variable switching frequency（变开关频率VSF）
原理：周期性改变开关频率，将窄带谐波能量分散到更宽频谱，降低谐波尖峰。均匀分布（UD）VSF设计：
开关频率fs(θ)呈指数规律变化（式17），周期Tm=1/fm，上下限flower=10kHz，fupper=20kHz（图19）。
统计分布均匀，各区间采样点约10%（图20）。
关系式（13-16）推导出解析解。
DAB功率波动问题：DAB传输功率P ∝ V1V2D(1-D)/(2fsL)（式18），与fs成反比。需在每个开关周期同步调整移相比D以稳定功率。实验验证：
参数：V1=200V，V2=80V，fsN=20kHz，变10-20kHz（表4）。
图21：VSF时副边电压出现100Hz/0.3V低频波动（仅4‰），功率传输基本稳定。
CM EMI对比（图22）：UD移相调制在150kHz-1MHz范围内抑制达10dB，1-30MHz与恒频相近。
4.2 Active EMI filter（有源EMI滤波器AEF）
拓扑：采用电流采样电流补偿（CSCC）型（图23）。原理：采样CM电流，经放大后产生反向补偿电流注入直流母线。电路实现（图24）：
直流母线作为1匝电感L3检测总CM电流。
副边10匝电感L4并联R3产生压降。
AB类推挽放大电路（AD826运放+FZT692B/FZT792A）输出补偿电流。
表5列出元件参数。
实验（图25-26）：供电200V，10kHz。补偿电流Icancel能较好抵消低频CM电流，高频毛刺补偿有限。CM EMI频谱（图27）：AEF在数百kHz以下抑制约25dB，高频抑制减弱。VSF+AEF联合（图28）：数百kHz内抑制增强至30dB（优于单独VSF的10dB），高频仍有限。
5（结论）
耦合电感被动滤波器：可与DAB移相电感集成，有效抑制CM EMI且不影响功率传输，但依赖于SPS调制。
变开关频率（VSF，UD移相调制）：可在1MHz以下降低约10dB CM EMI尖峰，无需考虑复杂寄生参数，可扩展至其他调制方式。
有源EMI滤波器（AEF）：可采样并补偿CM EMI，主要在MHz以下区域有效（约25dB抑制），需额外器件但通用性强，可与其他方法结合。
展望：综合应用这些方法可进一步改善SST的CM EMI抑制效果。
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