摘要：双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）型微逆变器采用变压器隔离升压后，经双向开关周波变频接入电网。相较于其他微型逆变器方案，该拓扑具备转换效率高、软开关范围宽、功率变换级数少以及可提供无功支撑等多重优势。在电路调制与控制方面，论文详细分析了双有源桥型DC/AC变换器的电路拓扑和开关阶段过程，建立了电路时域模型，给出了传输功率与软开关范围，提出了一种可行的闭环控制框架；在硬件设计方面，DAB型微逆变器的主要无源元件包括变压器和电感，为进一步提升功率密度，论文提出了一种变压器和电感的磁集成设计方案，通过在微逆变器变压器上构建额外磁路，可灵活调节变压器集成电感的感值，大幅降低磁元件体积。最后，搭建了450W的实验样机，通过实验验证了所提出调制策略和磁元件设计方法的有效性和可行性。
引言
近年来，随着户用储能技术的推进和屋顶光伏政策[1]的出台，模块化分布式光伏应用迅速崛起。微型逆变器[2]等技术作为代表的户用光伏储能方案逐渐受到大众的认可，高效率高功率密度的微型逆变器设计成为学术界和工商业新的研究热点。
根据功率变换的级数，微型逆变器主要可分为单级式拓扑或两级式拓扑[3]。两级式微型逆变器包括前级的隔离DC/DC升压电路和后级的DC/AC逆变电路[4,5]，为实现两级电路的解耦控制，两级式拓扑往往会在中间级直流母线上添加电解电容[6]或者有源功率解耦电路[7]，这将导致可靠性以及电路效率的降低。单级式拓扑结构可以分为双向开关周波变频的矩阵式结构[8]以及正弦包络电压工频整流的伪单级式结构。伪单级式结构前级采用反激或移相电路[9]，输出的直流电压为对应交流电压的绝对值包络，后级经全桥电路工频翻转输出交流电压。矩阵式单级微型逆变器通过双向开关周波变频直接将高频电压调制成工频交流电压，其功率变换级数少，在效率和功率密度上具有一定优势。
双有源桥(DAB)型微逆变器[10]是单级矩阵式微逆变器的种类之一。DAB型微逆变器具有双有源桥电路宽范围电压增益以及易实现软开关的特性，能够满足微型逆变器高效小型的设计需求，其双向传输功率的特性也能够为电网提供一定范围的无功功率[11]。与传统的DC/DC电路不同，DAB型微逆变器交流端口电压瞬时值在宽范围大幅度动态变化，如何在保证微逆变器稳定运行的同时优化通态损耗和开关损耗，成为提升变换器能量变换效率的关键。
在DAB型微逆变器中，为实现功率流动，原副边之间还需要额外的高频电感用于能量存储和传递，其电感感值应足够大以满足功率传输范围、电压增益以及实现软开关的要求。DAB型微逆变器一般采用独立的串联电感和漏感很小的近似理想变压器的设计方案，但相应独立电感不仅增加变换器的总体成本，还增加无源元件的损耗，降低系统的运行效率。因此，采用磁集成[12-16]设计方法成为进一步优化微逆变器效率的方向。
基于上述分析，现有DAB型微逆变器设计在效率和功率密度方面仍存在优化空间。本论文在已有研究基础上进一步优化改进。硬件上，为优化磁元件尺寸和损耗，论文提出了一种可调漏感与变压器的磁集成设计方案，通过额外构建磁路将电感集成，大幅降低磁元件的体积，提升功率密度和运行效率；控制上，论文提出了一种综合考虑电感电流有效值和软开关实现的优化调制策略通过优化调制策略，微逆变器在大部分工况下都能实现零电压开通，系统整体运行效率得到提升。
论文后续章节设置如下：首先分析双有源桥型DC/AC变换器的电路拓扑和相应开关状态，给出稳态时域模型下主要参数表达式，并在此基础上分析双有源桥型DC/AC变换器的闭环控制方法，后续分析了DAB磁集成变压器此路模型和电路模型；最后搭建450W的实验样机，通过实验验证了所提出调制策略和磁元件设计方法的有效性和可行性。
1、双有源桥型微逆变器电路分析
1.1拓扑结构
图1(a)为DAB型微逆变器的基本电路结构。图1(b)为高频变压器端口等效电路模型。变压器原边侧开关S 1 ~S 4 组成全桥结构，可将直流电压逆变产生高频的交流电压。变压器副边侧开关Q 1 和Q 2 以及非极性薄膜电容C 1 和C 2 组成半桥结构，可将高频电压转换成频率相对较低的工频交流电压。Q 1 和Q 2 各自含有两个共源极串联的MOSFET。C bus为直流侧输入电容，L g 为网侧电感。高频变压器用于升压和传递功率，直流侧输入电压为V dc ，交流侧电压为v g 。调节变压器两端的电压v p 和v s 可控制传输功率的大小和方向。
根据移相电路的工作原理，可以定义S 1 和S 2 所在的桥臂为超前桥臂，S 3 和S 4 所在的桥臂为滞后桥臂，Q 1 和Q 2所在的桥臂为副边桥臂。各个桥臂内上下开关互补动作，对于双向开关Q 1 和Q 2 ，其内部两个开关管动作逻辑存在差异。当交流电压大于0时，Q 1 b 和Q 2 b 持续导通，Q 1 a 和Q 2 a 互补动作；当交流电压小于0时，Q 1 a 和Q 2 a 持续导通，Q 1 b和Q 2 b 互补动作。
1.2、工作原理
DAB型微逆变器采用EPS拓展移相调制策略，定义S 1 超前S 4 开通的时间相对于开关周期的等效占空比为D 1 ，变压器原边电压v p 的基波分量超前副边电压v s 基波的时间相对于开关周期的等效占空比为D 2 。根据D 1 和D 2 的大小关系，可以划分出多种工作模式，为了优化电感电流大小和软开关实现情况，本电路选取模式I或者模式II作为工作模式。正向传输功率以及反向传输功率下对应模式的开关逻辑和信号波形如图2所示，考虑到DAB型微逆变器双向运行的对称性，论文主要以模式I的正向运行工况进行分析。模式I中各个时段的等效电路如图3所示。
模态1( t 0 - t 1 ): 如图3(a)所示，直流侧原边开关管S 1 ，S 3 开通，开关S 2 ，S 4 关断，高频变压器原边电压v p = 0 ；副边开关中Q 1b ，Q 2a ，Q 2b 开通，Q 1a 关断，副边电压v s = -| v g |/2 。原副边电压共同作用在电感L k 上，电感电流开始增加。
模态2( t 1 - t 2 ): 如图3(b)所示，直流侧原边开关管S 1 ，S 4 开通，开关S 2 ，S 3 关断，高频变压器原边电压v p = + V dc ；副边开关中Q 1b ，Q 2a ，Q 2b 开通，Q 1a 关断，副边电压v s = -| v g |/2 。原副边电压共同作用在电感L k 上，电感电流继续增加。
模态3( t 2 - t 3 ): 如图3(c)所示，直流侧原边开关管S 1 ，S 4 开通，开关S 2 ，S 3 关断，高频变压器原边电压v p = + V dc ；副边开关中Q 1a ，Q 1b ，Q 2b 开通，Q 2a 关断，副边电压v s = +| v g |/2 。原副边电压共同作用在电感L k 上，根据v p 和v s 的大小，当nv p > v s 时，电感电流继续上升，当nv p < v s 时，电感电流开始下降。
模态4( t 3 - t 4 ): 如图3(d)所示，直流侧原边开关管S 2 ，S 4 开通，开关S 1 ，S 3 关断，高频变压器原边电压v p = 0 ；副边开关中Q 1a ，Q 1b ，Q 2b 开通，Q 2a 关断，副边电压v s = +| v g |/2 。原副边电压共同作用在电感L k 上，电感电流开始下降。
模态5( t 4 - t 5 ): 如图3(e)所示，直流侧原边开关管S 2 ，S 3 开通，开关S 1 ，S 4 关断，高频变压器原边电压v p = - V dc ；副边开关中Q 1a ，Q 1b ，Q 2b 开通，Q 2a 关断，副边电压v s = +| v g |/2 。原副边电压共同作用在电感L k 上，电感电流继续下降。
模态6( t 5 - t 6 ): 如图3(f)所示，直流侧原边开关管S 2 ，S 3 开通，开关S 1 ，S 4 关断，高频变压器原边电压v p = - V dc ；副边开关中Q 1b ，Q 2a ，Q 2b 开通，Q 1a 关断，副边电压v s = -| v g |/2 。原副边电压共同作用在电感L k 上，根据v p 和v s 的大小，当nv p < v s 时，电感电流继续下降，当nv p > v s 时，电感电流开始上升。
1.3、稳态分析
根据图2的电感电流波形和图3的开关等效电路，可以得到模式I内各时段对应的副边电感电流的表达式为：
内外移相角D 1 和D 2 的与各时间段满足关系t 1 = D 1 T s + t 0 , t 2 = ( D 2 +0.5 D 1 ) T s + t 0 , t 3 = 0.5 T s + t 0 ; t 4 =0.5 T s + t 1 , t 5 =0.5 T s + t 2 , t 6 =0.5 T s + t 3 。开关周期内平均传输功率表达式为：
2、调制策略与闭环控制算法
为了优化DAB型微逆变器的导通损耗和开关损耗，论文采取基于电感电流有效值最小的调制策略，根据电感电流有效值和功率传输的关系，建立优化函数：
求解得到在电感电流有效值最小的调制策略下，内外移相角变化关系为:
结合(3)、(4)和(7)，可以建立微分方程组求解给定功率下内外移相角。由于微分方程组的非线性特性，直接求取移相角的解析表达式有一定的困难，在此基础上可以通过牛顿迭代法求取内外移相角的近似解。建立迭代方程φ ( D 2 ) ：
进一步考虑软开关边界，为实现所有开关管的完全软开关或者部分软开关，同时保证控制连续性和稳定性，假设软开关边界电流值为0，可以求出各模式为实现原边滞后开关和副边开关软开关的内移相角[10]变化轨迹D 1, P 和D 1, S ：
为实现原边和滞后开关管的软开关，内移相角轨迹满足D 1 ,S < D 1 < D 1 ,P 。优化后调制策略如图4所示。根据式(8)以及牛顿迭代式(10)计算得到基于电感电流有效值最小的内外移相角轨迹< D 1 ,x , D 2 ,x > 。由式(12)计算得到实现软开关的内移相角边界D 1 ,S 和D 1 ,P 。对D 1 ,x , D 1 ,S 和D 1 ,P 分别比较，确保对应内移相角满足软开关约束条件，最终得到的内外移相角作为前馈给定值，通过PI控制器得到外移相角补偿量Δ D 2 实现对并网电流的闭环控制。
3、电感与高频变压器磁集成设计
论文提出的适用于双有源桥电路的集成电感的变压器结构如图5所示。在传统变压器磁芯的基础上，在窗口内部加入一块磁片，磁片为高磁导率低损耗磁性材料。磁片将原边绕组和副边绕组分隔，额外构建一条磁路，使得原副边绕组的磁路不再对称，原副边绕组的磁通不完全耦合。调整加入磁片的厚度、宽度、所在窗口的位置以及材料类别可以改变集成变压器整体磁阻分布，从而根据需要调节变压器漏感大小。与其他磁集成方案相比较，本设计中磁片体积占比小，对应的铁芯损耗低，不需要为电感设计额外的绕组和磁芯，优化变换器中高频电感带来的损耗，可以提升电路整体运行效率。
加入磁片后，变压器原副边绕组磁路不再对称，磁芯内部磁通分布不再均匀，无法按照一般高频变压器进行设计分析。建立集成变压器对应的等效电路模型和简化磁路模型，如图6(a)和图6(b)。单独考虑原边磁势F p =N p i p 和副边磁势F s =N s i s 的激励，建立磁路方程：
R 1 ，R 2 和R s 为磁集成变压器各磁路磁阻。由叠加定理，绕组所在的磁路上磁通为：
根据法拉第电磁感应定律，有：
根据式(12)~(14)以及磁集成变压器等效电路模型，求得变压器的漏感和励磁电感为：
L m 为变压器的励磁电感，L k1 和L k2 分别是原边和副边的漏感。R M 为没有添加磁片的变压器磁芯总的磁阻，R S 为磁片对应磁路的磁阻，包括了磁片本身的磁阻以及磁片与变压器之间气隙的磁阻。磁片将变压器原磁路分隔为上下两个部分，对应磁阻分别为R 1 和R 2 。集成变压器的漏感与磁片的厚度、气隙大小以及在窗口的相对位置相关，可以根据需要集成的漏感大小设计磁片参数。
4、实验验证分析
为验证DAB型微逆变器的控制策略以及集成变压器参数指标和工作特性，搭建了450W的DAB型微逆变器样机，样机图片如图7所示。变压器采用磁集成设计，内部通过磁片集成了漏感，变压器变比n = 4, 集成漏感大小为20μH，励磁电感大小为905μH。励磁电感远大于漏感，对变换器运行的影响可以忽略不计。
样机单位功率因数不同功率下实验波形如图8所示。测得满载工况下并网电流THDi为2.2%，225W对应THDi为4.5%，150W对应THDi为7.3%。观察电网不同相位下开关次波形，可以看到变换器能够在大多数状态下实现软开关。满载工况下变换器在模式I和模式II都能够实现软开关；随着功率减小，在电网电压峰值处内移相角逐渐趋向于零，电路工作进入单移相调制模式，原边滞后管将难以实现软开关，如图8(b)和8(c)所示。
DAB型微逆变器具备无功传输能力。满载450VA下非单位功率因数运行时样机典型波形如图9所示。图9(a)对应功率因数为电网电流0.8之后时的波形，图9(b)对应功率因数为电流0.8超前时的波形，非单位功率因数下电感电流波形包络发生偏移，但并网电流波形正弦度仍能维持在较高水平。实测两种工况下电流THDi分别为2.3%和3.1%。
将集成变压器替换为单独的变压器和独立电感分别测算两种方案下样机的效率。图10为样机实验实测效率曲线和THD曲线以及满载工况下理论计算的损耗分布。实测采用集成变压器方案，样机的峰值效率为96.8%。将电感和变压器集成为单个磁元件后，磁元件体积以及总共的铁耗和铜耗得到了优化，微逆变器样机的效率得到明显提升。
5、结论
为优化DC/AC微型逆变器整体尺寸和效率，论文选用DAB双有源桥逆变器方案，分别在硬件设计和软件控制上进行改进。硬件上，为优化磁元件尺寸和损耗，论文提出了一种可调漏感与变压器的磁集成设计方案，通过额外构建磁路将电感集成，大幅降低磁元件的体积，提升功率密度和运行效率；控制上，论文提出了一种综合考虑电感电流有效值和软开关实现的优化调制策略通过优化调制策略，微逆变器在大部分工况下都能实现零电压开通，系统整体运行效率得到提升。论文搭建样机进行了实验验证，实测满载工况下并网电流THDi为2.2%，半载THDi为4.5%，样机峰值效率达到96.8%。实验验证了所提出调制策略和磁元件设计方法的有效性和可行性。
如您对我们的产品感兴趣，欢迎联系
我们将为您提供高效、贴心的解决方案！
咨询电话：135 1009 9916（微信同号）
点击下方图片免费领取产品规格书
想深入了解碳化硅功率器件产品知识？点击→「碳化硅（SiC）课堂」获取详情！
