摘要：对于SiC器件驱动技术的研究一直是国内外学者关注的热点问题。现有有源驱动技术通过改变驱动电阻、驱动电压或电流实现开关暂态的调控，所需元器件多，驱动板体积大、成本高。为此，提出了1种基于谐振驱动的全桥有源驱动技术，仅通过驱动开关管的开通关断来切换构建不同驱动回路，形成不同驱动电流，即可实现开关暂态的调节。首先以1/4周期全桥谐振驱动为功率管的基准驱动模式，接着通过对功率管开通过程中各个阶段的分析给出了有源驱动开关管时序的具体设计方法，最后通过仿真和实验验证发现所提驱动方式能够减小开通过程87.0%的电流过冲和关断过程4.20%的电压过冲，并能实现特定阶段宽范围地灵活调速。
SiC材料半导体器件凭借其导通电阻低、开关频率高、耐高温、耐高压等优势被广泛应用在直流输电技术、柔性交流输电系统及电力电子变换器等领域。在SiC半导体器件的应用中，SiC金属氧化物半导体场效应管MOSFET(metaloxide semicon-ductorfieldeffecttransistor)在高频开关时会产生过高的dv/dt、di/dt，不仅会因寄生参数产生漏极电压电流尖峰和振荡增加开通损耗，而且会加剧栅极串扰现象，造成器件失效，加剧电磁干扰EMI(electromagneticinterference)。其中，抑制电压过冲、电流过冲是降低高频EMI、提升SiC功率器件可靠性的重要手段。
针对上述问题，国内外学者提出了有源驱动技术来进行抑制。有源驱动电路是在常规驱动电路基础上增加有源器件构成的电路，在SiC MOSFET开关过程的特定阶段改变驱动电路的结构从而对开关性能进行优化。文献[16-17]采用变栅极电阻的驱动方式，能够有效降低过电压与反向恢复电流，但是容易受到干扰导致错误的开关动作；文献[18]采用谐振驱动技术对驱动时间进行调节，从而抑制电压电流过冲，但是缺少对SiC器件开通过程的分析，没有给出辅助开关管时序的设计方法；文献[19-20]通过检测关断过程中dv/dt的突变，设计电路的固有延时时间和电路参数，实现对关断电压尖峰的抑制，但是检测电路延时较长，难以实现快速反馈，且驱动电路较为复杂；文献[21-22]采用变栅极电流的驱动方式，通过对电压电流变化率的直接检测进行主动调节，但是需要额外的检测电路，且会受到检测电路自身延迟的限制。综上所述，现有有源驱动方案所需元器件多，驱动电路复杂，体积大，成本高，且检测电路的带宽限制和自身延迟时间极大地阻碍了驱动性能的提升。
本文提出了1种基于谐振驱动的有源驱动技术，无需额外配备可调节的驱动电压源或电流源，只需针对SiC器件开通关断过程的特定阶段进行时序调节，既可以实现开关过程中某一个阶段驱动时间的宽范围单独调控，从而缓解电流过冲与电压过冲问题，又可以实现对于电压和电流切换的不同阶段的灵活组合调控，降低功率管的开通损耗。其中，通过延长第二阶段的时间减小dvgs/dt，从而缓解电流过冲与电压过冲，但驱动时间的延长会导致开通损耗的增加，通过缩短后续阶段的驱动时间可以缓解开通损耗增加的问题。最后，通过仿真和实验验证该驱动技术的可行性。
1.谐振驱动的基准模式
本文以1/4周期模式全桥驱动SiC功率管的开通过程为例，该模式谐振电感中的初始电流为0，由电源Vcc提供能量，在驱动结束后电感中储存的多余能量通过开关管Q2、Q3的寄生二极管回馈给电源。以驱动电阻为0时的理想情况下各个阶段的驱动时间为基准驱动时间，并以开通阶段的持续时间Tref作为参考，以证明本文所提策略的有效性。
电路拓扑如图1(a)所示，驱动门极电压、门极电流波形如图1(b)所示，其中，Q1~Q4为辅助开关管；Vcc和Vee分别为正、负驱动电压；Lr为谐振电感；Rg,ext为外驱动电阻；Rg,int为功率管门板寄生电阻；Ciss为门极输入电容；Vmiller为米勒电压；Vth为功率管导通的阀值电压。在基准模式下，门极电流ig与门极电压vgs分别为
式中：
开通阶段的持续时间为Tref=π/2ω0。
在开通过程中，门极电压会经历4个阶段。
第一阶段为vgs由Vee升高到阈值电压Vth，此时功率管未导通。
第二阶段为vgs由Vth升高到米勒电压Vmiller，此时功率管开始导通，漏极电流Id开始增大。在该阶段有
式中，gm为MOS管的低频跨导。由此可见，漏极电流的上升斜率正比于门极电压的上升斜率，因此可以通过延长第二阶段的驱动时间来降低门极电压的上升速度，从而缓解电流过冲。第二阶段开始与结束的标志分别是漏极电流开始上升与漏源极电压开始明显下降。在基准驱动模式下，第二阶段的持续时间为
第三阶段为米勒平台阶段，漏源极电压Vds开始下降，门极电压可认为保持在Vmiller。同时，门极驱动电流Ig与Vds间的关系为
式中，Qgd为门极与漏极之间的电荷；Cgd(Vds)为Vds电压下的门极与漏极之间的等效电容；Vds为漏源极电压。
此时漏极电流Id近似不变，漏源极电压Vds从直流母线电压降为0，产生大量能量损耗，是开通损耗中的一部分。因此，可以通过增大门极电流缩短Vds下降的时间，从而减小该阶段的开通损耗。在基准驱动模式下，第三阶段的初始电流为
第四阶段为vgs由米勒电压Vmiller升高到Vcc，功率管完全导通，开通过程结束。
功率管的关断过程与开通阶段相反。在米勒平台阶段，Vds从0升高到母线电压，需要通过减小门极电流来延长Vds上升的时间，从而抑制电压过冲，在门极电压由Vmiller下降到Vth阶段，Id在该阶段减小为0，而因为Vds已升高到母线电压，所以会产生能量损耗，这些损耗是功率管关断损耗的一部分，因此需要缩短第二阶段的驱动时间以减小关断损耗。
2.不同驱动阶段下的速率调控方法
由第1节分析可知，为了缓解谐振驱动的电流过冲、电压过冲问题，同时减小功率管的开通损耗与关断损耗，需要实现对驱动过程中不同特定阶段的灵活调速，具体表现为：在开通阶段，延长第二阶段的持续时间并缩短第三阶段的持续时间，即减小第二阶段的门极平均电流，增大第三阶段的门极平均电流；在关断阶段，缩短第二阶段的持续时间，延长第三阶段的驱动时间。然而，由于时序控制和谐振驱动中门极电流无法瞬间突变的限制，仅依靠二阶的谐振驱动方式无法实现。为此，本文提出了1种二阶电路与一阶电路组合驱动的驱动方式。以开通过程为例，组合驱动的具体表现为：通过二阶谐振驱动开通过程的第一、二、四阶段，开关切换形成不同的二阶谐振通路，第一阶段的驱动回路为Vee—Q2寄生二极管—Lr—Rg—Ciss，第二、四阶段的驱动回路为Vcc—Q1—Lr—Rg—Ciss；构建基于电源的一阶驱动回路直接驱动开通过程的第三阶段，驱动回路为Vcc—Q3—Rg—Ciss。在驱动回路及驱动参数确定的情况下，当某一阶段的初始电流确定时，该阶段的驱动时间便可唯一确定。因此，可根据对某一阶段驱动速率的要求设计出该阶段初始时刻的电流，从而实现调速。
2.1实现方法
对于二阶谐振驱动，有2条谐振通路，如图2(a)所示。其中，谐振通路1由电源Vcc和电感Lr驱动功率管，该谐振通路的特点是随着时间增加，电感电流逐渐增大，门极电压上升速度越来越快；谐振通路2由电感Lr中的初始电流对功率管进行驱动，其特点是随着时间增加，电感电流越来越小，门极电压上升速度越来越慢。若初始电流过小、驱动时间过长，则门极电压会下降。对于一阶传统驱动，其驱动通路如图2(a)的电源通路所示，由电源Vcc直接对功率管进行驱动。
当第一、二、四阶段采用二阶谐振驱动，第三阶段采用一阶驱动时，4个开关管的时序及门极电压、电流的波形如图2(b)所示。
下面以功率管开通阶段的时序设计方法为例进行分析。
预充电阶段：对电感进行预充电，门极电压钳制在Vee，同时电流达到第一阶段的初始电流要求。从0时刻开始，预充电阶段的结束时刻为
式中，I0为初始电流。
本阶段中开关管Q1、Q4导通，持续时间为t0。
第一阶段：门极电压vgs在时刻t1由Vee升至V1，终止电流I1满足第二阶段初始电流的要求。在该阶段，由谐振通路2使Lr与Ciss谐振。在该谐振通路下，电路中的门极电流ig与门极电压vgs的关系为
式中：
该阶段结束时，驱动电流达到I1，门极电压为V1，则初始电流I0为
该阶段的持续时间Δt1为
本阶段所有开关管断开，结束时刻为t1=Δt1+t0。
第二阶段：门极电压在预先设定的时间Δt2内由V1升至V2，结束时刻为t2。在该阶段，谐振通路1使Lr与Ciss谐振。在该谐振通路下，电路中的门极电流ig与门极电压vgs为
该阶段结束时刻通路中电流达到I2，门极电压为V2。那么第二阶段初始电流I1、终止电流I2分别为
本阶段中Q1导通，其他开关管断开，结束时刻为t2=Δt2+t1。
由于电流连续造成各个阶段之间相互关联，当满足第二阶段驱动时间的要求时，其他阶段驱动时间的调节将会受到限制。比如，与基准驱动时间相比，当第二阶段的驱动时间延长时，电路中的平均电流必然会更小，如果仍采用二阶的谐振驱动，第三阶段的驱动时间必然也会延长，对于第三阶段Ig的调节将会受限，这将增大功率管的开通损耗。为了使第三阶段门极驱动电流的调节不受第二阶段的影响，本文提出采用RC一阶电路的第三阶段驱动方式。
第三阶段：门极电压在时刻t3升至V3，通过调节dvgs/dt调节ig。本阶段打开开关管Q1、Q3，其他开关管处于关断状态。此时电感电流流经回路为Lr—Q3—Q1—Lr，在忽略电路内阻抗的条件下，电感电流基本保持不变。功率管栅极由电源Vcc经驱动电阻直接驱动，在此驱动回路下，门极电流ig与门极电压vgs为
根据第三阶段预先设定的驱动时间Δt3，可以得出驱动电阻Rg(包括内驱动电阻与外驱动电阻)的取值为
在本阶段结束时，门极驱动电流为
本阶段的导通开关管为Q3，结束时刻为t3= Δt3+t2。
第四阶段：门极电压升至Vcc，驱动结束。本阶段通过谐振通路1进行驱动，打开开关管Q1，关断其他开关管。在第三阶段，电感储存的能量基本不变，因此第四阶段的初始电流等于第二阶段的终止电流I2。在本阶段，电路中的门极电流ig与门极电压vgs为
根据第四阶段的终止条件——门极电压升至Vcc，可以得出第四阶段的持续时间为
2.2关键参数分析
为了定量分析驱动过程中需要调速的第二阶段和第三阶段，需要对这2个阶段的驱动参数进行分析。设置电路参数为Vcc=15V、Vee=-5V、V1=3V、V2=8V、V3=13V、Lr=1000nH、Ciss=5nF、Rg=0。
第二阶段：根据式(11)可以得出第二阶段的初始电流与驱动时间的关系，如图3(a)所示。
当第二阶段的初始电流为0时，驱动时间最长为67.0ns，为基准驱动时间的3.35倍；假设电路第二阶段初始电流的最大值为10A，则驱动时间最短为2.5ns，为基准驱动时间的12.5%。因此，采用该种驱动方式既可以实现第二阶段的加速驱动，也可以实现减速驱动，且驱动时间可以在较大范围内调节。
同时，驱动时间的调节与驱动电阻的取值也有关系。如图3(b)所示，当第二阶段的初始电流为0时，随着驱动电阻值的增大，驱动时间延长的范围更大。当驱动电阻为5Ω时，驱动时间可延长至基准时间的3.55倍；当驱动电阻为0时，驱动时间可延长至基准时间的3.35倍。此外，该阶段的驱动损耗与驱动时间的关系如图3(c)所示，随着驱动时间的延长，电路的初始电流减小，使得电阻上的损耗也随之减小，与基准损耗相比，最多可减少64%的驱动损耗。
第三阶段：由式(13)可知第三阶段的驱动时间与驱动电阻呈线性关系，但内驱动电阻使得外驱动电阻的选取受到一定的限制，假设功率管的内驱动电阻为0.7Ω，那么驱动电阻值最小为0.7Ω，如图4(a)所示。
如果在第三阶段仍采用二阶驱动，则第三阶段的持续时间完全由第二阶段的终止电流I2决定，即Δt3=f(I2)，那么当第二阶段的驱动状态确定时，第三阶段的驱动时间与门极电流将无法调节。但如果采用一阶驱动，那么第三阶段的驱动时间将独立于其他阶段，使得可以通过设计门极电阻的参数实现第三阶段的宽范围调节，即Δt3=f(I3,on)。
在第三阶段的初始时刻，门极电容的端电压不能突变导致电阻两端电压激增，使得该阶段的初始电流迅速增大，假设电路中允许通过的最大电流为10A，则第三阶段初始电流与驱动时间的关系如图4(b)所示。该阶段的最短驱动时间为4.4ns，可以缩短到基准驱动时间的24.4%，此时的驱动电阻为0.7Ω。
2.3仿真验证
采用LTSPICE对型号为C3M0030090K的SiC功率器件的开通、关断阶段进行双脉冲测试实验的仿真，仿真电路如图5所示，驱动电源Vcc=15V，Vee=-5V，外驱动电阻为0，开关管Q1~Q4使用EPC公司的65V/4AEPC8009GaNHEMT，功率管母线电压为400V，负载电感值为133μH。
在基准驱动模式下，开通过程中的门极电压vgs、电感电流iL、功率管漏极电流Id及漏源级电压Vds如图6所示。
根据仿真结果，第二阶段的门极电压由3.8V升高到7.4V，持续时间Δt2,ref为16.7ns，第三阶段门极电压由7.4V升高到10.6V，持续时间Δt3,ref为21.1ns，电流过冲195.7%。
首先只将第二阶段的驱动时间延长至32ns，不对第三阶段进行调节，则调速后的仿真波形如图7(a)所示。从仿真结果来看，延时后的电流过冲减小到108.7%，相比于基准驱动减小了87.0%，有效缓解了电流过冲问题。但此时第三阶段的驱动时间延长至30ns，该阶段时间的延长将导致功率管开通损耗的增加。
现将第二阶段驱动时间延长的同时缩短第三阶段的驱动时间，调速后的仿真波形如图7(b)所示。
此时第二阶段的驱动时间延长至32ns，第三阶段的驱动时间缩短至10ns，同时保持过冲电流的峰值不变，起到缓解电流过冲的作用。但是随着第三阶段时间的缩短，Vds迅速下降，导致功率侧电路中的杂散电感与负载电感感生出更大的电流以抑制这种变化，使得漏极电流Id产生第2个尖峰。此外，因为需要通过减小驱动电阻以获得更大的门极驱动电流，所以系统的阻尼系数减小，使得Id的振荡频率和振荡幅度都有所增加。
在基准驱动模式下，关断过程的仿真波形如图8(a)所示，电压过冲为母线电压的6.17%。将Vds的上升时间延长并将Id的下降时间缩短后，得到的仿真波形如图8(b)所示，电压过冲降至母线电压的1.97%，与基准相比减小4.20%。从仿真结果来看，该驱动方式能够有效减小功率管在关断过程的电压过冲。
3.实验验证
为了验证组合驱动的可行性，搭建实验样机进行验证。实验样机如图9所示，其中开关管Q1~Q4均采用EPC公司65V/4AGaNHEMT，型号为EPC8009。驱动电源采用Murata公司的2W隔离电源，驱动芯片采用SiliconLabs的Si8273，并采用680nH的谐振电感。四路驱动信号由TMS320F28335提供。
首先进行基准模式下的驱动，栅源极两端电压的波形如图10(a)所示，其中V1=3V，V2=8V，V3=13V，第二阶段持续时间为18.4ns，第三阶段持续时间为13.6ns，总驱动时间为92.0ns。
为了验证对驱动时间调节的可行性，对开通过程的第二阶段和第三阶段分别进行调节。如图10(b)、(c)所示，第二阶段的驱动时间为66.0ns，是基准驱动时间的3.58倍；第三阶段的驱动时间为6.7ns，是基准驱动时间的49%，采用该驱动方式能够实现各阶段驱动时间的宽范围调节。此外，对开通过程的第二阶段驱动时间和第三阶段驱动时间同时进行调节，如图10(d)所示，其中第二阶段的驱动时间为34.0ns，延长至基准驱动时间的1.85倍，第三阶段的驱动时间为9.0ns，缩短至基准驱动时间的66%。因此，采用组合驱动的方式能够同时调节第二阶段和第三阶段的驱动时间。
4.结论
本文针对现有有源驱动需要额外配备调节电压、电流或电阻网络的局限性，提出了1种基于谐振驱动的有源驱动方式，仅需调节谐振有源驱动的开关时序，即可实现驱动过程中的特定阶段的宽范围调速。本文的主要结论有以下几点。
(1)该驱动方式根据驱动时间要求设计不同阶段的初始电流从而调控功率管门极电压的变化速率，并因此缓解功率管在开通关断过程中的电流过冲与电压过冲问题。
(2)该驱动方式通过调节驱动回路的开关管时序来切换驱动回路，具体策略为：功率管开通关断过程中第一阶段由谐振通路2驱动，第二、四阶段由谐振通路1驱动，第三阶段由电源直接驱动的组合驱动。
(3)采用该驱动方式可将第二阶段延长至基准驱动时间的3.55倍，第三阶段缩短至24.0%，并因此减少87.0%的电流过冲、4.20%的电压过冲和64.0%的驱动损耗。此外，驱动时间的调节与初始电流和驱动电阻密切相关，具体表现为驱动时间随驱动电阻的增大而线性增加，随初始电流的增大而减小，但受到电路中允许通过最大电流的限制。
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