摘要：
在基于碳化硅（SiC）功率器件的电机驱动系统中，由于SiC器件较高的dv/dt、di/dt，产生了不可忽略的振荡，传统的传导电磁干扰（EMI）电路模型不再适用。该文提出一种SiC电机驱动系统的传导EMI等效电路建模及预测方法。首先，建立考虑寄生参数的SiC电机驱动系统的线性时不变等效电路，通过分析，证明准确估计传导干扰水平必须同时计算作为干扰源的功率管电流、电压所产生的干扰；然后，建立差模、共模干扰等效电路模型，进行各部件等效电路模型的建模并根据实验所用电机驱动系统进行参数计算；最后，根据等效电路，对电源端口处的干扰频谱进行预测，并与EMI接收机的实测结果进行对比，验证了所建模型的准确性，并且验证了该方法在高频段提高差模干扰计算结果的准确性。
引言
电力电子器件作为电力电子装置的基础部分，其性能至关重要，然而，由于材料本征极限的限制，传统基于硅（Silicon,Si）材料的器件性能难以继续提高。近年来，以碳化硅（SiliconCarbide,SiC）为代表的宽禁带半导体技术迅速发展，相比较传统Si器件，SiC器件具有阻断电压高、通态电阻低、开关损耗小且能耐高温工作的特点，能够大幅降低装置的功耗、缩小装置的体积，在电机驱动系统的应用中，具有巨大优势和潜力。然而，SiC器件更快的开关速度、更高的开关频率，产生了更强的电磁干扰（ElectromagneticInterference,EMI），进而对电机驱动系统的安全性和可靠性造成更严重的威胁。因此需要在设计阶段对系统的EMI进行预测，从而缩短设计周期、节约成本。本文以SiC电机驱动系统为研究对象，系统测试装置的结构如图1所示。
图1中，SiC功率模块由多个SiCMOSFET芯片及与其反并联的肖特基势垒二极管（SchottkyBarrierDiode,SBD）芯片互连封装而成。直流电源连接线路阻抗稳定网络（LineImpedanceStabili-zationNetwork,LISN）后连接逆变器，再连接被测电机，被测电机通过联轴器与负载电机相连。被测电机、控制器及LISN这些设备的外壳均与测试系统的地良好接触。
通常，系统的EMI预测方法包括时域法和频域法两种。时域法简单直观，但需要几到几十纳秒级的仿真步长，耗时且不易收敛；频域法通过建立系统的干扰等效电路模型，进行差模、共模干扰计算，可以快速得到系统的EMI干扰频谱，因此，在电磁干扰的预测中得到了较多的应用。相比传统Si器件，SiC功率器件具有更高的dv/dt、di/dt，在电路杂散电感和器件输出电容的影响下，产生的振荡不可忽略，传统基于梯形波等效干扰源的EMI电路模型不再适用。HuangXudong等在建立由MOSFET构成的三相逆变器的EMI等效电路模型时，将流经功率管的电流作为等效电流源，考虑寄生参数对差模干扰的影响，然而，并没有考虑将功率管两端的电压作为等效电压源对差模干扰的影响。
本文提出了一种同时考虑等效电压源、等效电流源的SiC电机驱动系统EMI频域计算方法，该方法考虑了电路中寄生参数的作用。通过将SiC逆变电路中的功率开关管用等效电压源（或等效电流源）、极间电容和寄生电感构成的电气网络替代，基于这一网络构建了全SiC电机驱动系统的传导干扰等效线性电路，并对直流电源端口处的差模、共模干扰频谱进行了计算预测，再与EMI接收机的实测结果进行对比，验证了所建模型的准确性。
1、传导干扰等效电路建模
1.1线性时不变等效电路
经过上述替代和等效，三相逆变电路各支路的电压、电流特性保持不变。A相桥臂替代后的等效电路模型，如图3所示。
同理，B、C相桥臂的等效电路与A相的类似。替代后的SiC电机驱动系统的等效电路为线性时不变等效电路，再根据电机驱动系统各部件的高频等效电路模型，可得如图4所示SiC电机驱动系统线性时不变等效电路。
1.2差模、共模干扰源频域计算模型
由于高频电流几乎不会流经电机，根据图4中阻抗关系，在进行干扰源频域计算时，可忽略电机阻抗、功率模块及电容器对地电容等对谐振影响小的路径，则可建立由等效电压源激励的等效谐振电路如图5所示。
由等效电流源激励的等效谐振电路如图6所示。
可以看出，差模干扰源、共模干扰源均由功率管电流等效的电流源及功率管电压等效的电压源所产生的两部分构成。在预测差模干扰时，当控制器电流较小，甚至空载时，三相等效电压源对于差模干扰的影响不可忽略，只考虑等效电流源，忽略等效电压源，预测结果会有较大误差。
1.3差、共模干扰等效电路建模及计算
图4中，通过比较各阻抗大小关系，可建立如图7所示电机驱动系统的差模、共模干扰等效电路。
2、系统各部件建模及参数计算
电机驱动系统的传导干扰流经路径，包括LISN、直流连接电缆、直流电容器、叠层母排、功率模块、负载电机等部件。通常，差模干扰传播路径包括LISN差模阻抗、直流连接电缆差模阻抗和直流电容器等；共模干扰传播路径包括LISN共模阻抗、直流连接电缆共模阻抗和负载电机共模阻抗等。而对于SiC控制器，由于寄生参数导致的振荡不可忽略，且干扰频段更高，对于系统中功率模块内部的电感、母排电感，由高功率集成导致的电容器对地电容等的建模，也不可忽略。
2.1功率模块建模
2.1.1功率模块杂散电感建模
通常在对功率模块杂散参数进行建模时，将模块中的各连接线及端子设置为铜导体材料；而将回路中的各个芯片都设置为导体，对整个模块主回路进行建模，这会导致计算结果的误差；或者将各芯片设置为绝缘体，对各导电部分的杂散参数进行建模，然而，该方法未考虑各部分之间的互感，且对于三相全桥模块，各相之间的互感也不可忽略。
本文采用AnsysQ3D软件，对主回路的杂散电感进行准确建模。在功率模块杂散电感进行建模时，去掉不导电的芯片，即去掉上桥臂的MOSFET芯片及下桥臂的Diode芯片，则软件将PN之间的各段导体自动分为如图8所示功率模块单桥臂主回路杂散电感示意图中点画线框中3段不同的导体网络。
2.1.2、SiC功率模块对地电容建模
SiC功率模块的对地电容Cpt是绝缘基板的上表面覆铜板与铜底板之间的电容，其对共模干扰的影响不可忽略。采用阻抗分析仪对功率模块总的对地电容进行了测试，测试结果为Cpt=2.05nF。控制器中所采用的功率模块为三相全桥功率模块，在一个功率模块中共6只功率管，则各功率管对地电容为Cp=Cpt/6=0.34nF。
2.2、电容器组件建模
2.2.1电容器组件差模等效电路建模
叠层母排是将电容器、功率模块连接起来的互连结构，其杂散电感对于EMI的影响不可忽略。在SiC控制器中，为提高功率密度，直接将叠层母排与多只相互并联的电容芯子连接组成电容器组件。所连接的电容芯子为金属膜卷绕式芯，可将其视为平行板电容，电容器组件的差模等效电路如图9所示。
母排结构如图10a所示，包括正、负层铜排，中间层聚对苯二甲酸乙二醇酯（PET）膜。采用AnsysQ3D软件，类似于对主回路杂散电感进行准确建模的方法，对其杂散电感进行了准确建模。设定母排与功率模块连接的正、负端口分别为源端；设定母排与电容器连接的正、负端口分别为汇端，在各源端施加电流激励，抽取了母排的杂散参数，得到其等效电路如图10b所示。
在图10b中，圆点表示同名端。抽取所得到的杂散电感参数为2×2矩阵，母排杂散电感参数见表2。
2.2.2电容器组件对地电容建模
由于SiC控制器具有功率密度高的特点，控制器内部高功率密度集成，电容器组件的对地电容不可忽略。通过阻抗分析仪测试得到电容器组件的对地电容Cb约为350pF。
2.3、其他部件建模
2.3.1负载电机共模阻抗建模
根据所提出的谐振单元拟合的方法，用一个多级RLC，且各相之间存在耦合的电路对电机的共模阻抗进行建模。采用AgilentE4990A阻抗分析仪，将电机的三根交流线缆捏在一起，测试其与电机壳之间的阻抗即为电机的共模阻抗。
图11所示为负载电机共模阻抗仿真与实测值的对比。由实测曲线可知，在所测频段（10kHz～30MHz）内，共模阻抗有2个波谷，因此采用串联二阶RLC等效电路进行拟合。
负载电机共模阻抗等效电路如图12所示，假设每一阶的电感值均远小于下一阶的，即LC1≪LC2。
最终计算得到的电机共模阻抗等效电路参数见表3。
2.3.2直流连接电缆建模
LISN与逆变器之间的直流连接电缆对于预测系统高频段的电磁干扰频谱不可忽略。为了对系统高频段的电磁干扰进行准确预测，需要对其杂散电感Lcable进行准确建模。
3、计算与实测结果对比
电机驱动系统实测照片如图13所示，其中被测电机采用转矩环控制，负载电机采用转速环控制，均采用空间矢量脉宽调制（SpaceVectorPulseWidthModulation,SVPWM）方式。
实验装置中，示波器采用TektronixDPO4054B，测量带宽为500MHz，配置了600V/100MHz的电压探头。电流探头采用A.H.公司的宽带电流探头BCP-620，带宽为10kHz～500MHz。
在基波频率为50Hz，开关频率为7.5kHz，直流母线电压为200V，负载电流幅值为35A时进行系统的干扰源验证，仿真与实测相电压波形对比如图14所示。
由图14可知，仿真相电压波形的幅值尖峰为220V，实测相电压波形幅值尖峰为225V，幅值误差约为2%，仿真与实测相电压的关断、开通波形基本可以对应。
仿真与实测功率模块单桥臂电流波形的对比如图15所示。由图15可以看出，一个基波周期的功率模块单桥臂电流仿真与实测波形基本可以对应，仿真电流幅值尖峰为60A，实测电流幅值尖峰为63.5A，幅值误差约为5.8%，且仿真与实测功率模块单桥臂电流关断、开通波形基本可以对应。
在进行系统EMI测试实验时，系统的运行条件见表4。
在LISN与逆变器连接侧通过电流探头测试差模、共模干扰电流。差模干扰的测试原理如图16a所示，正负线中一根直接穿过探头，另一根绕制后再穿过探头，测试结果为2IDM。共模干扰的测试原理如图16b所示，正负线同时穿过电流探头，测试结果为ICM。
图16中，Idc+、Idc−分别为图1中所示流经正、负直流母线的电流。根据本文的建模方法，计算得到LISN侧差模、共模干扰电流频谱后，为了与实测结果进行对比，需要采用EMI接收机模拟算法对计算结果进行处理，EMI接收机的工作流程如图17所示[37]。
处理后的差模、共模干扰频谱，再进行电流探头与衰减器的补偿，即可与EMI接收机的实测频谱进行对比。采用传统只考虑等效电流源时的计算与实测差模干扰频谱的对比如图18a所示，采用本文所提出方法的计算与实测差模干扰频谱对比如图18b所示。
采用传统只考虑等效电压源时的计算与实测共模干扰频谱的对比如图19a所示，采用本文方法所提出方法的计算与实测共模干扰频谱的对比如图19b所示。
由图18、图19可知，差模、共模干扰频谱在4.5MHz、10.1MHz等频率处产生了谐振，这是由于电路中存在寄生参数。若忽略寄生参数，会导致干扰预测频谱与实测结果有较大的误差。
对比图18a、图18b可知，对于差模干扰，若仅计算等效电流源激励下的干扰电流，即只考虑负载电流对差模干扰的影响时，计算与实测频谱在4.5～30MHz的频率范围内存在20dB左右的误差。而计算等效电压源及等效电流源共同驱动下的差模干扰电流，则在150kHz～30MHz的频率范围内，与实测频谱相比，误差小于10dB。因此在中高频段（4.5～30MHz），差模干扰水平不仅与负载电流相关，而且受到功率器件开关瞬态电压变化率的影响。
对比图19a、图19b可知，对于共模干扰，无论是仅计算等效电压源产生的干扰电流，还是同时考虑等效电压源、电流源产生的干扰电流，所得到的计算结果是一致的，相对于实测结果的误差都在10dB范围内。因此，在150kHz～30MHz频段，全SiC控制器直流端口的共模干扰水平受负载电流影响较小，而受供电电压及开关瞬态功率器件电压变化速率的影响更为显著。
4、结论
SiCMOSFET器件较高的dv/dt，di/dt，在电机驱动系统电路杂散电感及器件输出电容的影响下，产生了不可忽略的振荡，基于梯形波等效干扰源的EMI电路模型不再适用，本文将全SiC逆变电路中功率开关器件用等效电压源（或等效电流源）、极间电容和寄生电感构成的电气网络替代，基于这一网络构建了同时包含等效电压源、等效电流源的全SiC电机驱动系统线性电路，并计算了电机控制器直流端口的差模、共模干扰电流频谱。通过与实测结果对比，不仅证明了所述等效和干扰计算方法的正确性，而且得到了以下结论：
1、对于全SiC逆变器，在中低频段（150kHz～4.5MHz），差模干扰的幅度由逆变器负载电流决定，可以等效为电流源激励下的差模干扰传输路径网络，在中高频段（4.5～30MHz），差模干扰水平不仅与负载电流相关，而且受到功率器件开关瞬态电压变化率的影响。
2、与差模干扰不同，全SiC控制器直流端口在150kHz～30MHz频段的共模干扰水平受负载电流影响较小，而受供电电压的影响更为显著。
3、基于上述结论1）、2），在计算全SiC逆变器传导干扰时，对于差模干扰，需要分别计算开关器件电流和电压产生的干扰，再合成得到直流端口的差模干扰，对于共模干扰，只需计算开关器件电压激励下的干扰水平。
4、此外，SiC逆变器在10MHz附近存在一个干扰峰值频率，该干扰峰值反映了电压、电流变化快速激励下，线路寄生电感与SiCMOSFET极间电容谐振产生的高频电压、电流振荡。
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