摘要：
本文系统综述了箝位型多电平变换器的拓扑结构与控制方法的研究进展。首先，详细分析了中点箝位型（NPC）拓扑的演化路径，从基本三电平拓扑入手，深入探讨了其工作原理、调制策略与电容电压平衡控制方法，并进一步研究了NPC多电平拓扑的衍生方式及相关关键技术。其次，系统阐述了电容箝位型拓扑从经典三电平结构到多电平架构的简化设计方法，重点分析了其调制技术与电压平衡控制策略。接着，对混合多电平拓扑进行了分类研究，归纳出三类典型的演化路径，并对各类中的代表性拓扑结构及其控制方法进行了详细探讨。最后，总结并对比了各类箝位型拓扑的结构特点、性能优势与适用场景，为不同应用条件下的拓扑选型提供了理论依据。本文的研究成果可为中高压电力电子变换器的拓扑创新与控制策略优化提供有益参考。
1、引言
在“碳达峰、碳中和”国家战略的推动下，我国能源结构正加速向清洁化、低碳化转型。作为实现双碳目标的关键技术支撑，高比例可再生能源并网、高压直流输电、智能电网建设等领域对电力电子变换装置提出了更高要求。多电平变换器作为现代电力电子技术的核心技术之一，在高压大功率电能转换领域发挥着不可替代的作用。相较于传统的两电平变换器，多电平结构通过阶梯化输出波形，不仅显著降低了单个开关器件的电压应力，使采用中低压器件实现高压大功率变换成为可能，还能够显著降低电压变化率和总谐波失真，减少电磁干扰并提高系统效率。随着可再生能源发电、柔性交直流输变电、电气化交通等领域的快速发展，对高电压等级、高功率密度的电能变换需求日益增长，多电平变换技术因其优异的性能成为研究热点。
目前，多电平变换器的主要拓扑结构可分为箝位型、模块级联型和直接交交多电平变换器三大类，如图1所示。
其中，箝位型多电平拓扑包括二极管箝位型、飞跨电容箝位型（FCC）以及不同类型拓扑的组合，即混合多电平拓扑结构。如图1所示，NPC拓扑又可分为二极管箝位型、有源中点箝位型（ANPC）、中性点直连型等拓扑结构，FCC可分为传统飞跨电容型及其简化拓扑、层叠多单元型（SM）等拓扑结构，混合多电平根据拓扑组合方式的不同可进一步分为“NPC+FCC”型、“FCC+NPC”型与“X+级联H桥（CHB）”型。上述箝位型多电平拓扑的分类与研究现状将会在本文中详细阐述。模块级联型主要包括CHB变换器和模块化多电平变换器（MMC）。对于CHB变换器，根据H桥间电压的关系可对其进一步分为等压H桥型与不等压H桥型；对于MMC，根据子模块的不同类型亦可形成不同的拓扑结构。直接交交多电平变换器则包括模块化多电平矩阵型，如模块化多电平矩阵变换器和模块化多电平六边形型等结构。
在上述多电平拓扑中，MMC和CHB变换器因其模块化设计、易于扩展的特点成为高压领域的首选方案。CHB拓扑通过多个独立H桥单元的串联，在中高压工业变频、大容量STATCOM等领域表现突出。然而，CHB变换器需要大量独立直流电源，不仅导致系统体积庞大，也限制了其在单一高压直流母线场合的应用。相比CHB变换器，MMC采用分布式子模块电容代替集中式直流母线电容，使得其在故障穿越能力和扩展性方面更具优势，是柔性直流输电等场合的主流方案。然而，MMC子模块数量众多、电容体积较大，导致其功率密度偏低，且子模块电容在变频调速场合存在低频电压波动问题。MMC亦存在桥臂环流等问题，需较大的桥臂电感或复杂的控制方法实现对桥臂环流的抑制。直接交交型多电平变换器兼具模块化结构和能量双向流动能力，但其实际应用仍面临子模块数量多、缺乏集中直流母线、交流输入输出耦合紧密以及控制复杂度较高等挑战，因此目前主要局限于低频输电等特定应用场景。
相比模块化级联型与直接交交多电平变换器，箝位型多电平变换器凭借其结构紧凑、功率密度高、器件数量少等突出优势，在中压传动、储能系统及新能源并网等应用场景中展现出巨大的发展潜力。三电平NPC变换器作为最早的箝位型多电平拓扑之一，已在多个工业领域获得广泛应用。在新能源发电与储能方面，其典型应用包括1500V光伏逆变器和储能变流器，以及风力发电变流器等；在中压传动领域，该拓扑被广泛应用于轧钢机、矿井提升设备、船舶推进系统及高铁牵引变流器等关键装备中。另一方面，随着新能源发电和新型电力系统的快速发展，对更高电压等级和更多电平数的箝位型拓扑的需求日益增长，多种更高电平的箝位型拓扑结构相继被提出。然而，电平数量的增加也带来了新的技术挑战，如中点电位平衡问题、脉宽调制（PWM）策略设计复杂化以及整体控制难度提升等。
本文系统梳理了中压箝位型多电平变换器的拓扑结构及相关控制方法。首先，介绍了NPC多电平变换器的拓扑与控制策略，涵盖从广泛应用的三电平NPC到更多电平的NPC拓扑。其次，分析了FCC多电平变换器的拓扑及控制方法，进一步阐述了两种针对该拓扑的简化设计途径，并讨论了SM拓扑的基本结构及其控制策略。再次，系统归纳了三类混合箝位型（HMC）拓扑的构建方式，包括“NPC+FCC”型、“FCC+NPC”型以及“NPC/FCC/HC+CHB”型，并介绍了相应拓扑的控制方法。最后，对当前箝位型多电平变换器领域所面临的技术挑战与发展趋势进行了探讨，以期为未来高电压、高可靠性箝位型多电平变换器的拓扑创新与控制策略研究提供参考。
2、NPC多电平变换器
NPC变换器具有拓扑结构简单、功率密度高、器件数量少等突出优势。本节首先介绍几种典型的三电平NPC拓扑结构，之后介绍几种常见的多电平NPC拓扑及其演化方法。本节还将简单介绍NPC拓扑的调制与控制方法。
2.1、三电平NPC变换器
2.1.1二极管箝位型
三电平NPC变换器，也称二极管中点箝位型（DNPC）变换器，最早由日本长冈技术科技大学的Nabae等于1981年提出，采用二极管箝位，至今仍是学术界研究与工业界应用最为广泛的中压多电平变换器之一。图2为一个二极管箝位型三电平NPC变换器的单相电路结构图，由4个功率开关器件（如IGBT）和2个箝位二极管组成，其中，Sx3与Sx1开关信号互补，Sx4与Sx2开关信号互补。该拓扑的箝位功能由箝位二极管实现，在运行时可将功率开关器件两端的工作电压箝位至半母线电压。
三电平NPC变换器的输出电压可表示为Sx1与Sx2的开关函数，即
式中：Uox为输出电压；Sfx1、Sfx2为开关函数；E为输出电平电压。
因此，可分别对Sx1与Sx2采用载波比较PWM再叠加以得到最终输出波形，即载波层叠PWM。
对于三电平NPC变换器，其正常运行的前提是保证直流侧两个母线电容电压的平衡。在正常稳态工况下，由于输出波形具有对称性，因此三电平NPC变换器直流母线电容电压具备一定的自平衡能力；然而在非理想情况时，仍需采取适当的措施控制直流母线电容电压的平衡。由于影响直流母线电容电压的主要因素为中点电流，而中点电流只能在输出零电平时产生，因此可通过主动控制零电平的时间实现对直流母线电容电压的控制。
PWM变换器的常用调制方法可分为空间矢量PWM（SVPWM）和载波PWM，理论上两者可以完全等效。但载波PWM易于扩展电平数和相数、计算量小、易于实现。在载波PWM中，通过对三相同时注入一个相同的零序电压（ZSV），可在不影响线电压输出的情况下改变三相相电压的输出波形。因此，ZSV是载波PWM的一个重要的控制自由度。对于三电平NPC变换器，可采用ZSV注入的方法改变三相电压中零电平的占空比，实现中点电压的平衡控制。另一方面，当三电平NPC变换器运行在高调制比和低功率因数工况下时，传统的ZSV注入方法则无法抑制中点电压的低频波动。针对该问题，Pou等在ZSV注入的基础上将原参考电压分解为图1中Sx1的参考电压与Sx2的参考电压，分别与两个载波进行比较，即为双调制波PWM方法，理论上可完全消除三电平NPC变换器的中点电压波动。对双调制波PWM作了进一步的优化，提高其电容电压平衡能力与输出谐波性能。
为了进一步降低三电平NPC变换器的开关损耗，亦可通过注入ZSV将一相输出电压箝位至正/负/零电平，可降低一定的开关损耗，即为不连续PWM（DPWM）。由于改变注入的ZSV可改变被箝位相与箝位电平，改变基波周期内ZSV的分布即可实现不同的DPWM开关模式，三电平DPWM按照箝位状态的不同共有12种不同的模式，且都可基于载波等效实现。进一步研究了基于DPWM的电容电压平衡控制问题。
2.1.2、有源中点箝位型
二极管箝位三电平NPC变换器由于其结构简单、功率密度高等优点，在众多工业场合得到了广泛的应用。然而，其内管导通时间长导致的发热不均问题，影响了变换器的可靠性与最大功率。为了解决二极管箝位三电平NPC变换器的热均衡问题，Bruckner等提出了一种三电平ANPC变换器，如图3所示，通过将两个箝位二极管换成开关器件，显著增加了拓扑的灵活性。
借助三电平ANPC变换器零电平通路的冗余性，可通过检测各器件的结温，实时选择最优的零电平通路以实现热损耗平衡。然而，该方法在线计算量大，实用性较差。为了避免复杂的在线计算，可进一步预设每个调制比与功率因数下可实现三电平ANPC变换器热平衡的通路，通过查表的方式在运行时自动选取最优的开关状态。则通过提出新型的PWM策略实现三电平ANPC变换器的损耗均衡。
随着宽禁带器件的发展，近年来学者们提出了将碳化硅（SiC）器件与IGBT器件混合应用的异质器件混合三电平ANPC拓扑结构，以进一步提高其效率、输出谐波性能与功率密度。例如，可将传统三电平ANPC变换器的两个内管由IGBT换为SiC器件，如图3（a）所示，或将两个外管和两个箝位开关管换为SiC器件，如图3（b）所示。同时，对IGBT器件使用基频调制，SiC器件使用高频调制，可充分结合两种开关器件各自的优点，在提高等效开关频率和输出波形质量的基础上优化开关损耗。深入探索了不同零电平开关状态对三电平ANPC变换器损耗分布的影响，可为混合三电平ANPC变换器拓扑和调制方法的设计提供一定的理论基础。
2.1.3、其他
除了三电平NPC与ANPC变换器，可将中性点与输出端直接用双向开关器件相连，形成中点直连型（NPP）三电平变换器，又称T型三电平变换器。T型三电平变换器在低压场景时只需要4个开关管即可实现三电平输出，导通损耗小、效率高，因此广泛应用于低压光伏、储能与电动汽车领域。上述关于三电平NPC变换器的载波PWM和中点电压平衡控制方法大多都适用于三电平ANPC变换器与T型三电平变换器。
此外，除了上述针对电容电压平衡、电容电压波动抑制、不连续调制、损耗均衡与异质器件混合调制等载波PWM方法，随着三电平变换器应用场景的不断增加及对其性能和可靠性等要求的不断提高，更多载波PWM方法被不断提出。
例如，针对电机系统与光伏逆变器关注的共模电压问题，学者提出了针对三电平NPC变换器的共模电压幅值抑制与完全消除方法，部分研究亦考虑了背靠背变换器共模电压的抑制问题及其与中点电压平衡控制或中点电压低频波动抑制的协同。为了进一步提高变换器功率等级，并联三电平变换器得到了广泛的研究。
针对并联变换器，变换器间可采用相同的载波PWM，或采用不同的载波实现额外的控制目标，即载波交错并联PWM，但需对载波PWM策略进行改进以控制变换器PWM不一致产生的环流问题。为了进一步提高变流器的可靠性，亦需针对其开路故障和短路故障设计容错控制方法，通过对载波PWM方法进行改进，在保证故障情况下变流器尽可能大的运行范围的前提下实现电容电压平衡控制等控制目标。
2.2、多电平NPC变换器
对于NPC变换器而言，其拓扑衍生的本质均为利用开关器件组合将输出端与不同的母线中性点相连，通过开关切换形成不同的输出电平路径。因此，多电平NPC变换器均可等效为连接直流母线不同中性点与输出端的单刀多掷开关，如图4所示，不同的箝位方式决定了不同的多电平NPC拓扑。
若类似三电平NPC变换器的思路用二极管将输出端与直流母线箝位，即可形成多电平DNPC变换器，其四电平拓扑（4L-DNPC）如图5（a）所示。然而，多电平DNPC变换器在高输出电平时，数量巨大且串联的二极管增加了该拓扑的复杂性，降低了可靠性。
为了减少多电平NPC变换器的器件数量，多种改进的NPC变换器被提出。参考三电平NPP变换器的拓扑衍生思路，可将输出端与变换器各直流母线中性点用开关器件直接相连，并需根据电压应力配置相应的器件串联个数，即多电平NPP变换器，其四电平拓扑（4L-NPP）如图5（b）所示。NPP变换器结构简单，但仍存在器件串联的问题，器件总电压应力高。
基于Peng提出的统一多电平拓扑结构，将其悬浮电容简化并得到了一种多电平ANPC结构，其四电平拓扑（4L-ANPC）如图5（c）所示。相比多电平DNPC与NPP变换器，多电平ANPC变换器避免了二极管/开关器件直接串联的问题，且冗余开关状态增加，控制灵活性大，有助于实现器件的损耗均衡控制。但另一方面，该拓扑的总器件电压应力仍然较大，且开关器件数量较多，成本高。
最近，提出了一种树状有源中点箝位型（TANPC）多电平变换器的衍生方法，以输出端为起点，利用半桥或T型三电平电路为基本单元进行扩展，其拓扑衍生思路如图6所示，其中单刀双掷开关代表半桥模块，单刀三掷开关代表T型三电平NPC模块。相比DNPC、ANPC与NPP变换器，部分TNPC变换器具备更小的器件总电压应力，可显著减少需要的器件数量，提高NPC变换器的功率密度。
根据上述TANPC拓扑的衍生方法，根据不同的两电平/三电平模块组合方式可以得出四电平、五电平直至N电平等多种拓扑结构，部分四电平与五电平拓扑结构见图7。可以看出，TANPC演化方法得到的四电平结构与图7（a）和图7（b）中的相同，该演化方法还可推导出现有的多数NPC拓扑结构。图7所示四电平TANPC（4L-TANPC）拓扑的总电压分别为8E与10E（E为单个直流母线电容的额定电压），小于图5所示典型四电平NPC（4L-NPC）拓扑的12E；五电平TANPC（5L-TANPC）拓扑的器件总电压为14E与16E，小于传统五电平DNPC、NPP与ANPC拓扑的20E，因此可有效提高多电平NPC变换器的功率密度。尽管该拓扑仍存在器件串联的问题，由于其较低的总电压应力，可以根据实际应用需求采用不同电压等级的开关器件实现。
另一方面，对于四电平及以上的NPC变换器，无论使用何种拓扑结构，均缺乏可平衡中点电压的冗余开关状态，为直流母线电容电压的平衡控制带来了很大的挑战。Pou等详细探讨了传统方法在实现其中点电压平衡控制的限制。因此，需针对多电平NPC变换器提出更为先进的PWM方法。
针对多电平NPC变换器中点电压平衡的问题，虚拟空间矢量方法得到了广泛的关注。所谓“虚拟”是指在传统空间矢量的基础上将某2个或3个矢量进行组合，如图8所示的某一四电平虚拟矢量，其输出电压的伏秒平衡不改变，但在一个载波周期内相电压将输出多个电平，其电容电压平衡控制效果有所不同。例如，如图5所示的4L-NPC变换器，若输出电流为正，4L-NPC变换器输出E电平时会对电容Cd2充电，输出2E电平时会对电容Cd2放电，而虚拟空间矢量可在一个载波周期内实现Cd2的充放电时间相等，进而实现电容Cd2的电压自平衡，该结论同样适用于其他直流母线电容。然而，随着输出电平数增多，虚拟矢量的个数与复杂度大大增加。探索了简化的虚拟空间矢量方法，从另一方面提高了虚拟空间矢量方法的可行性。
在载波调制层面，提出了一种载波交叠PWM（COPWM）方法，其本质是在三电平载波层叠PWM的基础上添加一个或多个与上下载波相交叠且相差特定斜率的载波，进而通过调制波与多载波的比较生成与虚拟空间矢量方法相似的相电压波形，如图9所示，进而实现多电平NPC变换器在全调制比、全功率因数范围内的平衡控制，是多电平NPC变换器中点电压平衡的另一种高效解决方法。
此外，现有研究还包括一些针对多电平NPC的PWM方法，如冗余电平PWM、阶梯PWM与改进的优化PWM方法等。此类方法的本质均为产生如图8、9所示一个控制周期内包含多个输出电平的电压波形以得到额外的控制自由度，通过调整每个电平的作用时间可在一个载波周期内实现多电平NPC变换器的中点电压平衡控制。亦可同时叠加ZSV注入与微调脉冲宽度的方法提高中点电压平衡控制效果。然而，此类方法的输出电压谐波性能较差，且相同控制频率下开关频率成倍增加，开关损耗增加，需在实际应用中权衡电容电压平衡效果与输出谐波性能、输出效率等指标。
3、FCC多电平变换器
区别于NPC拓扑，FCC拓扑是利用飞跨电容实现开关器件的可靠箝位及多电平输出。FCC多电平变换器亦是一种经典且应用广泛的多电平变换器结构。本节将首先介绍三电平FCC拓扑结构与调制方法，之后介绍多电平FCC拓扑结构及其拓扑简化方法。
3.1、三电平FCC变换器
典型的三电平FCC变换器如图10（a）所示，每相包括4个开关管与一个飞跨电容，Sx1与Sx4、Sx2与Sx3的开关信号互补。若直流母线的总电压UDC=2E，则飞跨电容的额定电压UFC=E，即可输出三电平电压且每个开关管的耐压也为E。以负母线为参考地，FCC变换器的输出电压亦可表示为Sx1与Sx2的开关函数，即式（1）。
FCC变换器常用的调制方法为载波移相PWM，即载波之间相位差为180°，两个载波与正弦波比较的结果为两个独立开关管的PWM信号。当开关频率足够高时，假设一个控制周期内负载电流保持不变，载波移相PWM可实现FCC变换器电容电压的自平衡。
3.2、多电平FCC变换器
参考三电平FCC变换器的箝位方式，电容箝位型可拓展至任意输出电平对。对于N电平FCC变换器，共需N−2个箝位电容，且从左至右电容额定电压的比例为N−2∶N−1∶…∶2∶1。
与三电平FCC变换器类似，多电平FCC变换器最常用的调制方法仍为移相脉宽调制（PSPWM），可实现理想情况下各飞跨电容的自平衡。在此基础上，为了提高PSPWM在动态或非理想条件下飞跨电容电压的控制能力，通过微调脉冲宽度或优化开关顺序对PSPWM进行了改进，可实现更好的控制效果或更快的平衡速度。此外，由于载波层叠脉宽调制（PDPWM）的输出谐波性能优于PSPWM，亦可应用PDPWM于FCC变换器，然而多电平FCC变换器的冗余开关状态较多，需设计复杂的开关状态选取逻辑表以平衡飞跨电容电压，实现起来较为复杂。为解决该问题，Ghias等提出了一种基于PDPWM的飞跨电容电压控制方法，通过设置一个代价函数来选取各输出电平最优时的冗余开关状态，相关思路亦被用于SVM与模型预测控制。
对于传统的多电平FCC变换器，大量的箝位电容将显著增加变换器的体积，提高PDPWM或PSPWM的开关频率可降低电容电压波动，从而可减少飞跨电容的体积，但高开关频率将显著增加变换器的开关损耗，降低其运行效率，不适合用于中压大容量应用场景。因此，需对传统的多电平FCC变换器进行改进，进一步提高其功率密度。
近年来，随着宽禁带器件的发展与应用，学者们开展了大量基于SiC或氮化镓（GaN）器件的高功率密度高频FCC变换器研究，可在高开关频率下保证FCC变换器的效率。由于宽禁带半导体的应用，此类拓扑的开关频率可达上百kHz，因此所需FC的体积将大大减少。由于宽禁带器件的耐压限制，此类拓扑一般用于低压高频功率变换场合。
3.2.1、基于调整FC额定电压的FCC拓扑简化方法
常见的FCC变换器简化方法为调整各飞跨电容的额定电压，实现电容数量不变但输出电平增加，可在实现多电平输出的同时减少电容的数量。此类简化方法最早由Huang等提出，通过将如图10（b）中三单元四电平FCC变换器的UDC∶UFC1∶UFC2设置为3∶2∶1、4∶2∶1、6∶3∶1、7∶3∶1，即可实现该三单元FC变换器的四电平、五电平、七电平与八电平运行。由于缺乏冗余开关状态，Huang等也探讨了基于PDPWM时各输出电平数的最大调制比与功率因数限制，其中只有输出四电平时（即传统的FCC变换器）可实现全调制比、全功率因数范围运行。
Khoshkbar-Sadigh等基于相似的思路提出了另一种拓扑演化和各元件额定电压分配方案，其中五电平的方案一致，输出更高电平（如七电平）时则需要更多的FCC单元，但运行范围比较大且电容总数仍比传统FCC变换器少，可以在保证一定运行范围的基础上提高功率密度。
Ebrahimi等提出了一种与三电平FCC变换器相似的四电平单飞跨电容箝位型（4L-SFC）变换器，通过调整图10（a）中UDC∶UFC=3∶1实现四电平输出，但部分开关管的耐压加倍。针对该拓扑，Ebrahimi等提出了一种类似虚拟SVPWM的电容电压平衡控制方法，其本质也是在载波周期内生成多个具有对飞跨电容相反充放电作用的冗余开关矢量以实现飞跨电容电压的自平衡。此外，Wu等在传统四电平COPWM的基础上，通过COPWM输出脉冲之间的逻辑组合，如图11所示，亦可实现SFC变换器的全调制比、全功率因数范围运行，并且可以通过微调脉冲的方法提高电容电压平衡控制效果。
3.2.2、SM变换器
基于FCC变换器上下叠加的形式可衍生出SM变换器，如图12所示为多电平SM变换器推导过程。SM变换器相比于传统FCC变换器，所需电容明显减少，亦可提高多电平FCC变换器的功率密度。
虽然SM变换器相比传统FCC变换器所需FC数量有所减少，但其仍有充足的冗余开关状态实现PDPWM下FC电压的平衡控制。另一方面，由于SM变换器仍属于FCC变换器的一种，故可用PSPWM进行调制，但需分别设置两组相互移相且相互层叠的载波分别作用于上级与下级单元，如图13所示针对五电平SM变换器的PSPWM方法，可实现飞跨电容电压的自平衡。
4、混合多电平变换器
多电平NPC变换器器件数量较多，冗余开关状态少，电容电压控制困难；而多电平FCC变换器电容数量多、体积大，功率密度低。因此，如何有机地将两者结合以形成器件数量少、功率密度高且控制简单的拓扑是箝位型多电平变换器拓扑演化的目标。混合多电平变换器（HMC）可以有机地结合两者的优点，近年来备受关注。根据拓扑演化规律的不同，HMC可分为“NPC+FCC”、“FCC+NPC”、“NPC/FCC/HC+CHB”等类型。
4.1“NPC+FCC”型HMC变换器
将NPC型与FCC模块相结合的模式是HMC的主流。需要注意的是，此类变换器的最大输出电压仍然由NPC模块的直流母线电压决定。为了实现输出电平数的提高，可以与多电平FCC或SMC模块相结合。
4.1.1、NPC+FCC
对于“NPC+FCC”类型，经典拓扑之一是将三电平ANPC变换器与单个FCC模块组合为五电平ANPC（5L-ANPC）变换器，如图14所示。5L-ANPC变换器中两个直流母线电压的额定值均为0.5UDC，为了产生额外的两个输出电平，飞跨电容的额定电压为0.25UDC，则可最终输出±0.5UDC、±0.25UDC与0这5个电平。另一方面，由于电容额定电压的不同，5L-ANPC变换器不同地方开关器件的耐压也不同，即直流侧开关管的耐压为0.5UDC，而FCC侧开关管的耐压为0.25UDC，因此在电路设计时需对直流侧开关采用器件串联或不同电压等级的开关器件进行集成，如同时采用高电压等级与低电压等级的IGBT，或同时采用电压等级不同的IGBT与SiCMOSFET进一步提高拓扑的效率与功率密度。由于5L-ANPC变换器器件数量少、功率密度高、控制简单等优点，其在ABB的ACS2000等产品中得到了应用。
为了进一步提高5L-ANPC变换器的性能（如损耗优化、电压应力优化、器件均压优化、输出电压提升、电容电压自平衡等），多种基于箝位方式改变或增加特定箝位器件的改进5L-ANPC拓扑被提出，进一步拓展了5L-ANPC拓扑的应用范围。
对于5L-ANPC变换器，由于其具有充足的冗余开关状态，故可用PDPWM方法生成输出电平，再基于一定的规则选取最优的冗余开关状态实现电容电压的平衡。为了减少高压开关管的损耗，亦可使用高压开关管基频调制、低压开关管基于PSPWM的混合调制方法，需结合ZSV注入实现直流母线电容电压的平衡控制。为了提高直流母线利用率，Li等提出了一种针对其中三电平ANPC模块利用三电平SVM、FCC模块利用PSPWM的混合调制方法。为了进一步提高PSPWM的性能，Wang等通过对载波形态的调整，使其既具备PSPWM可以使飞跨电容自平衡的特点，又能实现与PDPWM相似的谐波性能与更均匀的损耗分布。
此外，若前级单元为4L-ANPC变换器，与单级FCC单元组合产生的HC拓扑如图15所示。若3个直流母线电容与FCC的额定电压均为UDC/3，则该变换器为四电平HC（4L-HC）变换器。相比4L-ANPC变换器，虽然4L-HC变换器没有提高输出电平数与电压等级，但FCC模块的并入增加了4个冗余开关状态，极大地提高了电容电压平衡控制的自由度。相比5L-ANPC变换器，4L-HC变换器在具备相似优点的情况下，其所有开关器件的耐压相同，无串联均压等问题，因此亦得到了广泛的研究。
针对4L-HC变换器，Wang等提出了基于PDPWM与冗余开关状态选取相结合、PSPWM与ZSV注入相结合等载波调制与电容电压平衡控制方法。Pan等基于共模电压注入与PSPWM相结合的方法，解决了4L-HC变换器上下直流母线电容电压的低频电压波动问题。Chen等借鉴针对4L-ANPC的控制方法，针对4L-HC变换器提出了一种基于3个等效参考电压的载波PWM方法，亦可解决电容电压平衡与上下直流母线电容电压的低频电压波动抑制问题。
在拓扑组合的基础上，通过改变各直流母线电容与飞跨电容的额定电压亦可提高输出电平数。例如针对图16所示的4L-HC变换器，可通过将中间直流母线电容电压∶上下直流母线电压∶飞跨电容额定电压设为2∶1∶1，可实现五电平运行；或将其比例设为3∶1∶2，则可实现六电平运行。虽然通过调整各电容的额定电压比例可实现输出电平数的增加，但冗余开关状态的数目会有所减少，增加了电容电压平衡控制的难度，用传统的载波调制方法无法实现全调制比、全功率因数范围运行。因此，通过在直流侧添加额外直流母线电容控制电路实现直流母线电容电压的均压控制，但相关硬件电路会在一定程度上增加变换器的体积与成本。
在单级FCC模块的基础上，可以通过串入更多的FCC模块进一步增加HC变换器的输出电平数，同时需按一定比例设置各飞跨电容的额定电压。例如，在5L-ANPC变换器的基础上，通过添加FCC模块原则上可生成n电平ANPC变换器。
具体而言，在传统5L-ANPC变换器的基础上添加FCC模块，使直流母线电容电压与两个FCC额定电压之比为3∶2∶1，则可形成七电平ANPC变换器；在五电平六开关管ANPC变换器的基础上添加FC模块，并使直流母线电容电压与两个飞跨电容额定电压之比为2∶4∶1，即可形成七电平八开关管的ANPC变换器；在T型三电平变换器的基础上添加两个FCC模块与两个开关管，并使直流母线电容电压与两个飞跨电容额定电压之比为4∶2∶1，即可形成九电平T型NPC变换器。需要指出的是，随着拓展模块的增多与各电容额定电压比例的调整，部分开关器件的额定电压将有所提升，可能需要采取器件串联或采用高压器件的型式，将不可避免地影响系统的可靠性与成本。
4.1.2、NPC+SM单元
由上文讨论可知，SM变换器属于FCC变换器的一种类型。NPC变换器也可以与SM单元结合形成多种多电平HMC变换器。
首先提出将三电平ANPC与SM单元结合形成五电平HMC变换器，如图17所示，但该变换器没有冗余开关状态；为了实现电容电压平衡，通过添加两个联络开关，在实现五电平输出的情况下确保了足够的冗余开关状态以实现电容电压平衡控制，如图17所示。通过该方式，理论上可以通过串联N个SM单元形成任意输出电平的HC变换器。通过在T型三电平变换器的基础上添加两个外管并串入一个SM单元实现九电平输出。
4.2“FCC+NPC”型HMC变换器
上述“NPC+FCC”变换器是在NPC变换器的基础上，在输出侧叠加FCC单元形成HMC变换器，而“FCC+NPC”变换器则是在FCC单元的交流侧叠加NPC模块。此类拓扑由Narimani等提出，又称内嵌式中点箝位型（NNPC）变换器，图18所示即为四电平NNPC（4L-NNPC）变换器，所有电容的额定电压均为UDC/2。相比四电平FCC变换器，4L-NNPC变换器中FC的数量较少，有助于减少系统的体积与成本。
4L-NNPC变换器拥有充足的冗余开关状态，因此Narimani等提出了多种基于PDPWM或SVM的冗余矢量选取方法，旨在实现电容电压平衡控制的基础上简化冗余矢量的选取逻辑。为了避免冗余矢量选取带来的控制复杂度，Zhou等提出了一种新型的载波混叠PWM（CIPWM），充分考虑4L-NNPC变换器的产生原理，在三电平PDPWM的基础上考虑移相载波形成3个载波，分别对应4L-NNPC变换器3个独立的开关管，如图19所示。基于该CI-PWM，4L-NNPC变换器的两个电容电压可实现自平衡，并可结合微调脉冲实现FC电压的动态平衡，无需复杂的冗余开关矢量选取。
另一方面，4L-NNPC变换器应用上述调制策略时存在飞跨电容电压的低频波动问题，在一定程度上限制了其应用范围。针对此问题，分别对传统的SVM和COPWM进行改进，所提方法可有效抑制4L-NNPC变换器飞跨电容的低频波动，但波形质量较差，开关频率较高，因此可与上述正常工况下的PWM混合使用，确保4L-NNPC变换器全域最优运行特性。此外，4LNNPC变换器在特定冗余矢量切换的时候存在开关死区问题，亦针对开关死区问题提出了相应的解决方法。
在4L-NNPC变换器的基础上，在三电平NPC单元外进一步串入FCC单元，可形成五电平NNPC变换器。此类高电平NNPC变换器的调制方法与四电平类似，均可基于PDPWM与冗余开关矢量选取相结合的方式。此外，除了改变内嵌FCC单元的数目提高NNPC变换器的输出电平数，还可以通过改变飞跨电容的额定电压实现该目标。例如，通过将4L-NNPC变换器中飞跨电容的额定电压设为UDC/4，可实现五电平输出，且外部两个开关管的耐压为内部4个开关管的两倍。虽然此举可提高输出电平数，但只有零电平时具备冗余开关状态，因此其飞跨电容电压平衡效果不如4L-NNPC变换器。
若将与FCC单元串联的NPC变换器变为T型三电平变换器，则可形成内嵌式T型四电平变换器，如图20（a）所示。依靠上述增加FCC单元或改变飞跨电容额定电压的方式，可得到五电平与七电平的内嵌式T型变换器。若将与FCC单元串联的NPC变换器变为三电平ANPC变换器，则可形成四电平内嵌式ANPC变换器，如图20（b）所示。上述拓扑的调制方法与NNPC变换器的调制方法相同。
4.3“NPC/FCC/HC+CHB”型HMC变换器
在箝位型拓扑的基础上添加CHB模块亦可有效提高变换器的输出电平。根据前级拓扑结构的不同，可分为“NPC+CHB”、“FCC+CHB”与“NPC+FCC+CHB”型。
在NPC变换器的基础上串入CHB单元即为“NPC+CHB”HMC。例如，可将三电平NPC、ANPC、T型变换器与CHB单元串联形成七电平/九电平HC变换器，如图21（a）所示。若UDC∶UCHB=2∶1，则拓扑为七电平拓扑；若UDC∶UCHB=3∶1，则拓扑为九电平拓扑。在NPC模块的基础上串入更多的CHB单元可形成更多电平的HC变换器。
同理，可以在FCC变换器的基础上串入CHB单元，形成“FCC+CHB”型多电平HMC拓扑，例如将三电平FCC变换器与CHB模块串联形成五电平变换器，如图21（b）所示；将三电平FCC变换器与3个CHB模块串联形成十七电平变换器。由于FCC变换器中还包括SM变换器，故也可形成“SM+CHB”的HC拓扑，例如中的七电平变换器可看作一个4LANPC变换器与两个SM单元串联组成；中的九电平变换器可看作两SM单元首尾相连，并串入一个CHB单元。
此外，可在上述“NPC+FCC”型HMC变换器的基础上进一步串入CHB单元，形成“NPC+FCC+CHB”型HC变换器，如将三电平ANPC、FCC单元与CHB单元相组合形成的多电平HMC变换器；将4L-HC变换器与单个CHB模块相连形成的七电平HC变换器，如图21（c）所示。
相比“X+FCC”型拓扑结构，“X+CHB”型拓扑能够实现更多输出电平数，一方面得益于CHB模块中悬浮电容可调的额定电压，通过调整直流母线电容与CHB模块电容的额定电压比例实现输出电平的提高，如图21中的三电平NPC+CHB既可以实现七电平输出也可以实现九电平输出；另一方面，得益于CHB模块能够提供的额外两条电流通路，如图22所示。具体而言，可在前级输出最低电平时利用CHB单元进一步降低该电平，或前级输出最高电平时利用CHB单元进一步提高该电平，而FC单元不具备该特点。
然而，上述两种输出电平数提高的方法会降低变换器的冗余开关状态，增大了直流母线电容电压与CHB模块悬浮电容电压的平衡难度，需针对上述拓扑设计有效的电容电压平衡方法。
针对“NPC/FCC/HC+CHB”型HMC拓扑的电容电压平衡方法均基于冗余开关状态的合理应用，具体可分为基于单相冗余开关状态的控制与基于三相冗余开关状态的控制。
基于单相冗余开关状态选择的方法与上述针对FC变换器与“NPC+FCC”、“FCC+NPC”型HC变换器相似，即在载波层叠PWM模块给出输出电平的情况下，根据电流方向与悬浮电容充放电情况选择合适的冗余开关状态。该方法原理简单，但当电容数目较多时，可能冗余开关矢量选择的查表会非常复杂。此外，由于在UDC∶UCHB比例较高导致输出电平较高时单相冗余开关状态数量较少，基于单相冗余开关状态选择的方法只能实现特定低比例下多电平HC变换器的电压平衡。
为了解决高比例高输出电平时冗余开关状态少导致的电容电压平衡问题，可利用ZSV挖掘相邻输出电平之间的电容电压互补性。以如图22所示拓扑运行在九电平时为例，当电流为正时，UDC/3电平将对悬浮电容充电，其相邻电平UDC/6将对悬浮电容放电，且二者均无自身的冗余开关状态。因此，当电平偏移脉宽调制模块输出UDC/3电平且电容电压大于额定值时，可注入适当的ZSV改变相电压，使其输出UDC/6实现对悬浮电容的放电。该方法基于ZSV注入在无电平内冗余开关的状态下挖掘了相邻电平间冗余开关状态这一新的控制自由度。然而，由于ZSV的原理是向三相同时注入而不改变线电压，在调整某相电平实现电容电压平衡控制的同时不可避免会影响其他相的输出电平。因此，需同时考虑三相之间的电容电压平衡优先级，注入合适的ZSV以实现三相电容电压的有效控制，因此也称基于三相冗余开关状态的控制方法，相比基于单相冗余开关状态的控制方法拓展了特定拓扑结构电容电压的平衡控制范围。
5.总结与展望
本文系统综述了箝位型多电平变换器的拓扑结构、调制策略与控制方法，以下对于各类拓扑的特点进行总结：
（1）对于多电平NPC变换器，由于其没有箝位电容等无源器件，功率密度相对较高、体积较小，适合对体积有一定要求的高功率密度电能变换场合。然而，三电平以上的NPC拓扑结构大多存在器件耐压不均的问题，需要用器件串联或不同电压等级的器件实现。此外，多电平NPC拓扑没有冗余开关状态，常规方法无法实现电容电压的平衡控制，需要采用如虚拟空间矢量、COPWM等新型调制方法，但此类方法会导致器件开关频率升高，并对输出谐波性能产生不利影响。另一方面，随着宽禁带半导体器件的迅速发展，多电平NPC变换器可采用宽禁带器件与硅（Si）器件混合搭配的方案。该策略既能针对不同位置和耐压要求的开关管优化选型，又可有效改善高频调制策略下开关频率受限和输出波形质量较差的问题，从而全面提升多电平NPC拓扑的综合性能。
（2）对于多电平电容箝位型变换器，传统的拓扑结构在高输出电平时需要大量的悬浮电容，其在中压场合通常体积较大，影响系统的体积与功率密度。尽管调整各飞跨电容的额定电压比可有效提高FCC变换器的输出电平数，但由此带来的冗余开关状态减少，仍需借助如虚拟空间矢量、COPWM等新型的调制方法实现飞跨电容电压平衡控制。基于宽禁带器件的FCC变换器有效地拓展了FCC变换器的适用场景至低压领域，通过提高开关频率大幅减小了悬浮电容体积，有助于实现高功率密度和高波形质量的变换器系统，已成为FCC拓扑发展的重要方向之一。
（3）对于HMC，基于“NPC+FCC”组合的方案是HMC的主流方向，其综合了NPC与FCC变换器的优点，在提高输出电平数的同时仅增加了少量器件且不影响电容电压平衡控制效果，部分拓扑如5L-ANPC变换器已经在工业中得到了很好的应用；基于“FCC+NPC”组合的NNPC拓扑虽然在学术界得到了广泛的研究，但其FCC电压的低频波动问题是该拓扑的显著缺陷，可用在中压并网逆变器等无需低频运行的场合；基于“NPC/FCC/HC+CHB”组合的拓扑亦在学术界得到了广泛的研究，虽然能够显著提高输出电平数和谐波性能，但存在器件数量多、控制复杂等问题，目前仍然停留在学术研究阶段。
此外，随着SiC、GaN等宽禁带半导体器件的快速发展，其高开关速度与低开关损耗的特性将为多电平NPC和FCC拓扑注入新的活力，有效克服其在控制方法中开关频率受限、谐波性能较差以及悬浮电容体积过大等问题。同时，宽禁带器件的应用也使得高-低压器件、高频-低频器件相结合的HMC拓扑展现出更大优势，有望成为未来重要的发展方向，并在中压变频、新能源发电与储能并网逆变器、高速电机驱动等应用领域具有更为广阔的前景。
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