摘要：
受内部寄生参数与结电容的影响，碳化硅（SiC）功率器件在高速开关过程中存在极大的电流电压过冲与高频开关振荡，严重影响了SiC基变换器的运行可靠性。因此，该文首先对SiCMOSFET开关特性进行深入分析，揭示栅极电流与电流电压过冲的数学关系；然后提出一种变栅极电流的新型有源驱动电路；通过对SiCMOSFET开关瞬态的漏极电流变化率dId/dt、漏-源极电压变换率dVds/dt以及栅极电压Vgs的直接检测与反馈，在开关过程的电流和电压上升阶段对栅极电流进行主动调节，抑制电流电压过冲与振荡；最后在多个工况下对本文所提方案进行实验验证。结果表明，与常规驱动方案相比，该文方法减小了30%～50%的电流电压过冲，有效抑制振荡与电磁干扰，提高了SiCMOSFET变换器的运行可靠性。
引言
与传统硅基功率器件相比，碳化硅（SiliconCarbide,SiC）MOSFET具有宽禁带、击穿与阻断电压高、导热特性好、开关速度快等优点，在电动汽车、航空航天、新能源等领域拥有传统功率器件无法比拟的巨大优势。然而，随着SiCMOSFET开关速度的增加，器件的开关特性对内部寄生参数和结电容非常敏感，研究表明10kVSiCMOSFET的dV/dt高达140V/ns，导致在高速开关过程中极易产生严重的电流、电压过冲与振荡，同时加剧电磁干扰（ElectromagneticInterference，EMI）的影响，增加器件损耗，缩短寿命。
针对以上问题，国内外学者提出了多种SiCMOSFET电流、电压过冲与振荡的抑制方法，如并联RC缓冲电路、低杂散电感的封装设计、优化回路PCB布局[7]、增大栅极电阻等，但是这些方法的抑制效果有限或需要在功率电路中加入其他元件，额外增加损耗并可能产生过电压、过电流等问题。
与上述方法相比，有源驱动电路（ActiveGateDriver,AGD）是在常规驱动电路（ConventionalGateDriver,CGD）基础上增加由有源器件构成的电路，在SiCMOSFET开关过程的特定阶段改变驱动电路的结构，从而对SiCMOSFET的开关性能进行优化，受到了国内外学者的广泛研究，相继提出了变栅极电阻、变栅极电压和变栅极电流三种方案。采用短路电阻法控制不同阶段的栅极电阻，有效降低二极管反向恢复电流峰值与SiCMOSFET过电压，但栅极电压检测容易受到栅极回路振荡的干扰而产生错误的开关动作。通过检测SiCMOSFET漏-源极电压和漏极电流，在开关过程的电流、电压上升阶段动态切换栅极电压，实现对电压、电流过冲与振荡的有效抑制，但是电压转换模块所能提供的电平有限，调节范围较窄。对变电流驱动方案进行优化，在传统驱动电路基础上增加了两条支路，通过注入、分流的方式实现栅极电流的调节，但该电路结构复杂，使用了很多有源器件，有待进一步优化，提出一种基于镜像电流源的AGD电路，在开关过程的不同阶段，通过调节栅极电流实现对电压、电流过冲与振荡的抑制。提出一种多级AGD驱动方案，设有主驱动与辅助驱动两级电路，但是该方案较为复杂，驱动电路的切换需要通过软件实现。通过同时控制栅极电阻和栅极电流来抑制开关电流、电压过冲，为了精确检测SiCMOSFET的开关状态，采用串联电阻的方式检测漏极电流，但是该方案会额外增加损耗。
基于变栅极电阻、变栅极电压的AGD方法本质均是通过调节栅极电流实现对电压、电流过冲与振荡的有效抑制。另外，由于开关过程十分短暂，驱动电路控制信号的产生是AGD方案的难点，同时还要防止因开关信号抖动或电压、电流振荡而造成AGD电路误动作。因此，本文在对SiCMOSFET开关特性进行深入分析的基础上，提出一种基于漏极电流变化率dId/dt、漏-源极电压变换率dVds/dt和栅极电压Vgs反馈的SiCMOSFET栅极电流动态调节的AGD电路。该电路具有结构简单、检测精度高、控制信号发生时间准确、可靠性高等优势。最后搭建双脉冲实验平台对所提AGD电路的电压、电流过冲与振荡的抑制效果进行了实验验证。
1、SiCMOSFET开关特性分析
1.1开通特性分析
SiCMOSFET的开通特性曲线如图2所示，其中开通过程主要包括四个阶段。
由式（4）可知，Irr与ig成正相关，因此，减小ig可以有效减小漏极电流尖峰。
1.2关断特性分析
关断过程如图3所示，同理也分为四个阶段。
综上所述，在SiCMOSFET开通过程的电流Id上升阶段可以通过减小栅极电流的方式来抑制Id的过冲；同理在SiCMOSFET关断过程的电压Vds上升阶段，减小负栅极电流的方式抑制Vds的过冲。为了尽量不增加开关损耗，在开关过程的其他阶段恢复原栅极电流大小，从而减少在米勒平台内电容Cgd的充放电时间，提高开关速度。
2、有源驱动电路的硬件实现方案
基于上述分析，本文提出一种基于SiCMOSFET开关瞬态反馈的有源栅极电流主动调节电路，如图4所示，共分为以下四个部分。
1、开通电流上升状态检测电路，由dId/dt检测电路和开通过程栅极电压Vgs-on电压检测电路构成。
dId/dt检测电路利用开尔文源极和功率源极之间的寄生电感LsS因开通电流变化而产生感应电压VsS的原理，将电流变化信号转变为电压信号进行检测。电路中设置二极管VD1用于排除关断过程中电流下降而产生的干扰信号。获得的感应电压与参考电压Vr3进行比较，得到相应的逻辑信号传输至下一级的判断电路。Vr3取值为
3、分流电路，包括一个推挽放大电路、MOS1管、二极管和电阻。开通电流上升状态检测电路产生的检测信号经过推挽电路放大功率后驱动MOS1管导通，经二极管和电阻分流出部分栅极输入电流。
4、注入电路，结构与分流电路相同。关断电压上升状态检测电路产生的检测信号经推挽电路驱动MOS2管导通，向栅极注入反向栅极电流，减小关断过程栅极电容的放电电流。
3、有源驱动控制过程
3.1开通过程控制
SiCMOSFET开通时栅极电压Vgs、漏极电流Id、漏源极电压Vds以及考虑器件延时的情况下每个检测电路的信号波形如图5所示。开通过程的控制可分为四个阶段。
3.2关断过程控制
SiCMOSFET关断时栅极电压Vgs、漏极电流Id、漏源极电压Vds以及每个检测电路的信号波形如图6所示。与开通过程相同，关断过程的控制也分为四个阶段。
3.3、电流尖峰抑制机理
首先对未采用有源驱动方案的电流尖峰进行分析。在开通过程的电流上升阶段，由于栅极电流ig变化率较小，因此ig变化在栅极和开尔文源极寄生电感上产生的压降可以忽略。驱动回路的等效电路如图7a所示，其回路的基尔霍夫电压方程为
在开通阶段采用本文提出的分流电阻法，驱动等效电路如图7b所示，将分流电阻R10并入驱动电路，为了便于分析R10对栅极电流的影响，构建其戴维南模型，等效输入电压Veq与输出电阻Req为
与传统无源驱动方案相比，加入分流电阻R10能够有效降低ig(t2)，从而降低过冲电流Irr，并且电流尖峰抑制效果随着R10增加而减小。
3.4、电压尖峰抑制机理
结合图3与图6分析本文提出的电流注入电路对关断过程电压尖峰的抑制作用。根据式（7），t7A时刻电压过冲量Vrr处于最大值，也就是回路总电感Lloop上产生的感应电压，结合式（9）满足关系
因此，减小t7A时刻栅极电流ig能够降低Vds的尖峰。关断过程的无源驱动电路如图9a所示。
由于Vgs(t7A)近似为米勒平台电压，因此在加入电流注入电路情况下栅极电流为
采用电流注入法，驱动电路如图9b所示，构建其戴维南等效电路模型，等效输入电压Veq与输出电阻Req为
将式（26）与式（27）代入式（24），得到加入有源电流注入电路的电压过冲表达式。在不造成误开通的前提下，令R5在20～60Ω范围内变化，绘制与图8相同条件下的栅极电流与过冲电压曲线，如图10所示。可以看出在注入电路开通的情况下，可明显降低ig(t7A)，从而有效减小过冲电压Vrr，且电压过冲的抑制作用随着R5的增加而减小。
4、实验结果与分析
为了验证本文设计的有源驱动电路的有效性，搭建了如图11所示的双脉冲测试实验平台。其中，SiCMOSFET模块型号为CAS300M12BM2，示波器为TektronixMDO3024，采用DSP28335控制板产生双脉冲信号，差分探头为Tronovo—HPD0100A，电流探头为IWATSU—SS684，负载电感值为48.5μH，模块的部分参数见表1，实验样机中器件型号参数见表2。
本文共设定了九种实验工况见表3，分别在不同栅极电阻、不同直流母线电压和不同负载电流工况下，对所提出的新型有源驱动电路（AGD）与传统驱动电路（CGD）开关过程中的电流、电压过冲及振荡进行比较，各工况的开通和关断波形依次如图12～图14所示。图15给出了各工况下SiCMOSFET模块的开通与关断损耗结果，并在同等电流电压过冲抑制效果下，对比AGD与CGD的开关损耗。
4.1不同栅极电阻效果分析
为了验证设计的有源驱动方案在不同栅极电阻下的控制效果，设置实验工况为1～3，即直流端母线电压300V，负载电流110A，栅极电阻取值分别为3Ω、6.8Ω和10Ω，对比实验结果如图12所示。
由图12可知，同等直流电压和负载电流的条件下，取不同阻值的栅极电阻，AGD对开关过冲抑制效果明显。其中，栅极电阻取3Ω时，开通电流峰值由187A下降到151A，电流过冲量降低了36A，减小了46.7%。而关断电压峰值由374V下降到354V，过冲量降低了20V，减小了27.1%。当栅极电阻取6.8Ω和10Ω时，开通电流过冲量分别降低了27A和24A，减小了44.3%和53.3%。关断电压过冲量分别降低了28V和24V，减小了53.8%和52.1%。同时，AGD的电流和电压可以快速进入稳定状态，波形振荡幅度更小，振荡时间更短。
图15a为不同栅极电阻条件下CGD与AGD的开关损耗对比，结合图12可以看出，栅极电阻为3Ω时AGD的电流电压抑制效果需要CGD的电阻增加到10Ω才能实现，但此时开关速度明显降低，同时开关损耗增加40%，而使用AGD的开关损耗只增加13.9%。此外，同等栅极电阻条件下，AGD相比CGD的开关损耗平均只增加了22.1%，但电流和电压的过冲值平均降低了48.1%和44.3%。
图16分别给出了栅极电阻Rg=6.8Ω，IL=110A，Vdc=300V工况下CGD与AGD的栅极电流实验波形。可以看出，在电流上升阶段与电压下降阶段，本文提出的AGD方案能够有效降低栅极电流，而在其他过程AGD与CGD的电流曲线保持一致。说明本文所提基于dId/dt、dVds/dt和Vgs反馈的SiCMOSFET栅极电流动态调节电路的控制信号发生时间精确，具有良好的实时性和有效性。
4.2不同母线电压效果分析
为了验证本文有源驱动方案在不同母线电压下都具有良好的效果，本文分别设置母线电压为200V、300V、350V、400V，对应的负载电流为74A、110A、129A、147A，栅极电阻均为6.8Ω，开通和关断波形如图12c、图12d和图13所示。
从图12c、图12d和图13中可知，四种母线电压下，AGD相较于CGD在开通时电流过冲量分别减小了19A、26A、26A、25A，平均降低了40.4%。关断时电压过冲量分别减小了18V、18V、28V、32V，平均降低了45.9%。同时，AGD对电流电压的高频振荡也具有显著的抑制效果。
图15b是不同母线电压下的开关损耗对比，可知AGD有效减小了电流电压过冲与振荡，而器件的开关损耗平均只增加了29.4%，并且随着母线电压的上升，开关损耗增加率也逐渐减小。
4.3、不同负载电流效果分析
为了验证本文提出的有源驱动方案在不同的负载电流条件下均具有效性，通过改变首个脉冲时间以获得45A、70A、110A、140A四种不同负载电流，此时栅极电阻为6.8Ω，母线电压为300V，对比实验结果如图14、图12c和图12d所示。
由图14、图12c和图12d可知，在相同栅极电阻和母线电压条件下，AGD的开通电流过冲、关断电压过冲、振荡幅值和振荡时间都明显小于CGD。其中，AGD的开通电流过冲量比CGD分别减小了15A、20A、27A、26A，平均降低了39.1%。同样，关断电压过冲量分别减小了12V、24V、28V、32V，平均降低了48.9%。而AGD的开关损耗平均只增加了30.9%，开关损耗对比如图15c所示。
4.4、EMI对比分析
通过降低开关过程中的电流电压过冲量能够从源头上减小SiCMOSFET高频电磁干扰的发射。图17和图18给出了Vdc=300V，IL=110A，Rg=6.8Ω工况下，CGD和AGD的开通电流与关断电压波形的频谱分析对比结果。
从频谱图17和图18可知，CGD的开关电流电压振荡均在7.3MHz附近产生尖峰，尖峰出现的位置与振荡频率基本一致，而使用AGD的尖峰幅值明显降低，验证了本文提出的有源驱动电路能够有效降低SiCMOSFET开关过程的电磁干扰。
5、结论
不同工况下的实验结果证明了本文所提基于开关瞬态反馈的SiCMOSFET栅极电流主动调节电路能够有效抑制开通关断过程电流电压过冲、振荡与电磁干扰，并得到以下结论：
1、在SiCMOSFET开通过程的电流上升阶段减小栅极电流，在关断过程的电压上升阶段注入反向栅极电流，能够有效降低电流电压的过冲与振荡。
2、提出的SiCMOSFET漏极电流变化率dId/dt、漏-源极电压变化率dVds/dt以及栅极电压Vgs的检测电路可以精确识别开关过程的电流上升阶段与电压上升阶段，同时能够有效防止由驱动信号抖动以及电流电压振荡产生的误动作。
3、本文提出的AGD方案结构简单、通用性强，可根据开关速度、开关损耗、电流与电压过冲等工况需求改变电流分流电路与电流注入电路中的电阻以及比较电路的各阈值电压。
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