摘要:
与传统BoostPFC变换器相比,无桥BoostPFC变换器减少了低频回路上二极管的数量,具有高效率和高功率密度的特点。SiC MOSFET作为一种新型的功率器件,具有开关频率高、温度特性好和导通损耗小的优点。为使SiC MOSFET安全可靠地工作,通过对SiC MOSFET特性的分析,设计了SiC MOSFET驱动电路。以此为基础,设计了一款90~265V输入、1.5kWDual-Boost无桥PFC原理样机。实验结果证明了方案的合理性和先进性。
1.引言
电力电子装置的广泛使用给电网注入了大量的谐波,造成了严重的谐波污染。为此,不少国家和国际学术组织对电力电子装置制定了相应的谐波限制标准;国际能源短缺,节约能源,提高能源利用率显得日益紧迫。功率因数校正(PowerFactorCorrection,PFC)变换器可有效降低对电网的谐波污染,同时降低电网波动对后级变换器的影响。因此,PFC正逐渐成为当今市场上各种AC-DC电源的必备功能。其中BoostPFC变换器因拓扑简单、输入电流连续和驱动简单等优点被广泛使用。
在正、负半线周期内,传统有桥BoostPFC变换器的整流桥中均有两个二极管处于工作状态。二极管产生的反向恢复电流不仅造成二极管本身的损耗,同时也增大了开关管的损耗,特别是在低电压、大电流输入的场合,很难满足相关规定对于转换效率和功率密度的要求。无桥BoostPFC变换器省去了桥式结构,通过减少工作电流路径上的半导体数量,来降低通态损耗,提升变换器的效率和功率密度。提出了一系列的无桥拓扑结构,其中Dual-Boost无桥PFC变换器共模噪声小、效率高和驱动控制简单,在高功率等级应用上具有一定优势。SiC MOSFET相较于SiMOSFET具有更小的导通电阻,更高的开关速度,更小的开关损耗。采用SiC MOSFET代替SiMOSFET作为变换器的Boost开关管,可进一步提高无桥BoostPFC变换器的效率。
本文分析了SiC MOSFET的特性,设计了满足驱动要求的驱动电路,并对Dual-Boost无桥PFC电路的主功率部分及控制部分进行了设计。制作了一台1.5kW的实验样机,最后,对比了IEEEIFEC2016效率要求和SiCoolMOS、SiC MOSFET无桥PFC原理样机实测效率。实验结果验证了SiC MOSFET在无桥BoostPFC电路中应用的可行性和优势。
2.SiC MOSFET介绍
2.1SiC MOSFET的性能优势
(1)更小的导通电阻Rds_on
相比传统的Si器件,SiC器件具有更高掺杂浓度的薄漂移层。高压器件的电阻主要取决于漂移区的宽度。这意味着,SiC器件具有更低的导通电阻。导通损耗Pds_on与流过开关管的电流有效值和导通电阻有关。其值可表示为:
式中,Irms为电流有效值;Rds_on为导通电阻。
在Irms保持不变的情况下,Pds_on与Rds_on成正比。由此可知,SiC MOSFET的导通损耗比SiMOSFET的导通损耗小很多。导通损耗小,在同等功率条件下可以减少散热器的体积。
(2)更低的栅极电荷Qg
在导通电阻相同的情况下,SiMOSFET芯片尺寸约为SiC MOSFET芯片尺寸的35倍。芯片尺寸越小,栅极电荷Qg越小。这意味着,SiC MOSFET拥有更小的Qg。SiC MOSFET导通栅极所需的电荷量越小,其可达到的开关频率越高。
驱动损耗Pdrv可表示为:
式中,Vdrv为驱动电压;Qg为栅极电荷;fsw为开关频率。
在驱动电压Vdrv和开关频率fsw相同的条件下,栅极电荷Qg越小,其驱动损耗越小。
(3)栅极电容、漏源极电容小
开关损耗是由于MOSFET存在开关时间而产生的。开关损耗Psw的计算公式为:
式中,Psw(on)为开通损耗;Psw(off)为关断损耗;uds为漏源极电压;id为漏极电流;ton为开通时间;toff为关断时间。
与SiMOSFET相比,SiC MOSFET栅极电容、漏源极电容较小,开关时电容充电、放电迅速,因此其开关损耗较小。
2.2驱动特性
(1)驱动电压
相比传统的SiMOSFET,SiC MOSFET具有更低的漂移层电阻,但较低的载流子迁移率意味着其沟道电阻更高。当SiMOSFET呈导通状态时,SiC MOSFET还没有表现出低电阻状态,不能导通。因此,需要选择合适的驱动芯片,为SiC MOSFET提供足够高的正向驱动电压,保证开关管可靠导通。
(2)可靠性
由于SiC MOSFET栅极电荷Qg小,能有效提高开关频率。但驱动速度过快,会导致开关管的电压和电流的变化率增大,从而产生较大的干扰。特别是在关断过程中,由于SiC MOSFET的开启电压较低,开关管两端产生的栅极电压尖峰能使其误导通。所以应对SiC MOSFET采取负压关断,增强其抗干扰能力。
3、SiC MOSFET驱动电路的设计
在设计驱动电路时应首先考虑驱动电压,对驱动损耗和驱动安全折中考虑,实际选择SiC MOSFET的开通电压为+15V,关断电压为-5V。驱动电源通过辅助电源模块获得。本文选用金升阳公司生产的F2405S-2WR2和F2415S-2WR2隔离电源模块,该电源模块输入电压均为+24V,输出电压分别为+5V、+15V。
由于:①驱动电路主回路连接功率级电路,承受高电压大电流,控制电路易受到主回路的干扰;②驱动电路的参考地PGND与控制电路参考地-VEE存在5V的电位差。故SiC MOSFET驱动电路应具有良好的电气隔离性能,避免功率级电路对控制电路的干扰。CREE公司提供的一个经典SiC MOSFET光耦隔离驱动方案,采用光耦隔离芯片ACPL-4800将控制电路和主回路隔离开,但该方案存在芯片数量较多,外围电路设计复杂,调试繁琐等缺点,限制了其进一步的发展和应用。
本文设计的驱动方案如图1所示。UCC21520是TI公司推出的具有隔离功能的双通道栅极驱动芯片。其只能提供4A的峰值驱动电流,为增强其驱动能力,两个输出信号共同驱动一个SiC MOSFET,满足了SiC MOSFET驱动电路的要求。此方案设计成本低,结构简单,可靠性高。
4、Dual-Boost无桥PFC电路设计
基于SiC MOSFET,在实验室研制一款1.5kW的Dual-Boost无桥PFC原理样机。原理样机具体设计指标见表1。
4.1主电路参数设计
4.1.1PFC电感的设计
在最低线电压输入、满载输出的条件下,变换器获得最大的输入电流Iin_rms(max)为:
式中,η为效率;Po_max为最大输出功率;vin_min为最小输入线电压。最大的输入电流峰值Iin_peak(max)为有效值的√2倍。
考虑到30%的纹波电流,则Lb应满足:
式中,fs为开关频率;Vo为输出电压;1%为纹波电流。实际选取Lb为200μH。
4.1.2开关器件的设计
(1)SiC MOSFET
当MOSFET处于关断状态,漏源极承受的最大电压Vds_max等于输出电压Vo=400V。
SiC MOSFET的最大有效电流值IM(rms)可由式(6)求得:
虑到每个SiC MOSFET管都只工作半个线性周期,并且返回电流会流过SiC MOSFET的体二极管,故取实际电流为计算值的0.75倍。实际选用CREE公司生产的型号为C3M0065090D的SiC MOSFET。
(2)输出二极管
每个二极管都只工作半个线性周期,故流过二极管的平均电流为输出电流的一半。最大均值电流ID_avg为:
式中,Io为输出电流。
实际选用Infineon公司生产的型号为IDH16G65C5的SiC肖特基二极管。
4.1.3输出电容Co的设计
Co的设计必须满足维持时间和输出电压工频纹波的要求。
在输入突然掉电的情况下,输出电压应在保持时间内维持在最小工作电压以上。故输出电容最小电容值Co_min应满足:
式中,Vmin为最小工作电压;thold为保持时间。
考虑到输出电压工频纹波,则有:
式中,ΔVo为输出电压工频纹波。取式(8)和式(9)的最大值作为输出电容的设计值。
流过输出滤波电容的有效电流值Icap_rms为:
实际选用3个450V/680μF的电解电容并联组成输出滤波电容。
4.2控制电路的设计
控制电路的控制芯片采用TI公司推出的UCC28180。芯片主要应用于工作于CCM模式的BoostPFC变换器。可提供18~250kHz范围内可调的开关频率及最大达96%的占空比,同时提供过电流、过电压保护功能。
开关频率可通过改变芯片FREQ引脚到GND引脚间的电阻RFREQ设定。RFREQ的值由芯片内部参数fTYP=65kHz,RINT=1MΩ,RTYP=32.7kΩ及开关频率决定。设置开关频率fs为65kHz,则RFREQ为:
实际取RFREQ=33kΩ。
4.3电流采样的设计
相较于传统的无桥BoostPFC变换器,DualBoost无桥PFC变换器没有一条固定的电流回路返回交流输入源,故不能简单地通过设置采样电阻实现输入电流的检测。基于电流互感器(CurrentTransformer,CT)的电流采样示意图如图2所示,本文采用3个匝数比为1∶200的CT,分别采集开关管S1、S2及输出二极管的电流,然后求和,实现输入电流的采样。
5.实验验证
基于Dual-Boost无桥PFC变换器拓扑研制了一款1.5kW实验样机,如图3所示。样机尺寸为164mm×110mm×85mm。功率密度为0.98W/cm³。实验测得的最高效率为98.8%,功率因素值均大于0.99。
图4、图5为样机满载输出时,输入电压、输入电流、开关管驱动信号及输出电压的波形。从测试的波形中可以看出:
①输入电流能很好地跟随输入电压,保证了原理样机实现高功率因数。
②线周期内,驱动电压值保持稳定,证明了驱动设计的合理性。
③输出电压Vo能准确地稳定在400V,这与实验预期是一致的。
图6为满载时输出电压工频纹波测试波形。从通道4中的波形可以看出,最大的输出电压工频纹波ΔVpp约为8V,略高于设计值5V,在实际操作中,可采取增大样机的输出滤波电容的方法进一步降低输出电压纹波。
当负载从10%突然跳变到100%时输出电压波形如图7所示。从波形中可看出,当出现负载突加时,输出电压Vo最大跌落值约为40V,同时只需约350ms的调节时间就能恢复到稳态。
原理样机在不同电压输入和负载输出条件下的效率测试曲线如图8所示,并将IEEEIFEC-2016效率要求和SiCoolMOS、SiC MOSFET无桥PFC原理样机测试效率进行了对比分析。进行实验对比的SiCoolMOS是现阶段性能较优的SiMOSFET的代表(IPW65R019C7)。从图8中可以看出,基于SiC MOSFET的原理样机在各个测试点的效率均高于传统SiMOSFET的原理样机。
样机在不同输入电压和负载条件下的功率因数(PowerFactor,PF)和电流谐波总畸变率(TotalHarmonicCurrentDistorition,THDi)数据见表2。
从表2中可以看出,样机在不同负载条件下均保持很高的功率因数值,最低PF值大于0.99,达到了设计要求。
6、结论
针对SiC MOSFET的特性,设计了具有隔离功能且经济性较高的UCC21520芯片驱动方案。以此为基础,实验室构建了一台1.5kW、效率高达98.8%的Dual-Boost无桥PFC变换器原理样机。实验波形证明了所选方案的合理性和先进性。
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