深圳亿伟世科技_专注于第三代半导体功率器件企业供应服务商

摘要:

SiC MOSFET功率密度大、短路耐受能力差，因此快速可靠的短路保护电路设计对SiC MOSFET应用尤为重要。传统di/dt检测短路保护电路抗干扰能力弱、检测灵活性差，且发生负载故障时短路电流峰值高，难以满足SiC MOSFET实际应用中短路保护需求。该文提出一种灵活性高、可靠性强的SiC MOSFET双阈值检测短路保护电路，以消除两种短路电流阈值之间的限制关系。提出RD并联支路及检测支路滤波电感设计，可有效抑制高频杂散信号对检测电路的干扰，降低负载故障短路电流峰值的同时提高了可靠性。最后，设计并研制短路保护电路样机，在电压为300V、400V、500V的条件下进行实验验证。结果表明，该设计可以实现硬开关故障和负载故障≤200ns的快速保护，负载故障检测速度与传统方法对比提升20%以上；当母线电压为500V，同等条件下负载故障短路电流峰值较传统方法降低了25%。

引言

硅(Silicon，Si)基半导体器件发展至今，其材料特性已被充分研究并达到性能边际，在许多领域的应用受到了诸多限制。以碳化硅(silicon carbide，SiC)为基础的新型功率半导体器件突破了Si基半导体器件的局限，具有高耐压、宽禁带、高功率密度等优势。碳化硅金属-氧化物半导体场效应晶体管(SiC metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，SiC MOSFET)被认为是最具潜力的SiC器件之一，广泛应用于清洁能源发电、新能源汽车等场景。

SiC MOSFET有着诸多优势，但由于芯片体积小，功率密度大，导致短路耐受时间更短。目前绝大多数分立SiC MOSFET器件短路耐受时间小于6μs，且随着母线电压升高短路耐受时间进一步缩短。为确保器件安全可靠运行，短路保护设计尤为关键。相比绝缘栅双极晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)的短路保护，SiC MOSFET短路保护更为严苛，不但要求保护电路具有更快速的响应速度，而且还要具备良好的抗干扰能力。

目前大多SiC MOSFET短路保护电路是在原有IGBT短路保护电路上改进而来，根据检测原理的不同大致分为去饱和检测、漏极电流检测、栅极电压检测、功率检测、di/dt检测。

去饱和检测法，通过检测漏源电压VDS来判断器件是否发生故障。由于SiC MOSFET的线性区和恒流区之间存在过渡区域，且导通压降对温度参数很敏感，因此使用去饱和检测时需要合理设计检测阈值电压和消隐时间。对SiC MOSFET漏源电压进行积分来动态调节消隐时间，该结构加快了硬开关故障(hard switching fault，HSF)的检测速度，但削弱了应对负载故障(fault under load，FUL)的能力；漏极电流检测法，通过直接检测SiC MOSFET漏极电流ID，来判断是否发生短路故障。设计了一种适用于SiC MOSFET模块短路保护的PCB型罗氏线圈，其带宽达到了200MHz，能够精准地采集器件漏极电流，然而较多的线圈匝数降低了检测抗干扰能力，在高频场景容易导致误触发；栅极电压检测法，利用HSF故障时，米勒平台消失，栅极电压远大于正常开通过程栅极电压的原理，通过检测栅极电压来判断是否发生短路故障。但在母线电压较低时，米勒电容的负压特性会降低检测精度，且该方法基于SiC MOSFET开通特性，因此无法识别FUL；功率检测法，利用短路故障时，器件功率损耗大幅增加的原理，通过判断SiC MOSFET的实时功率来判断器件是否发生短路。基于此原理提出了一种SiC MOSFET短路保护电路,避免了检测盲区的存在，但其响应速度较慢；di/dt检测法利用短路故障时，SiC MOSFET功率源极和辅助源极之间存在的寄生电感随电流变化产生感应电压，通过检测感应电压来检测短路故障。但寄生电感容易受噪声影响，存在误触发的问题。通过RCD电路对寄生电感电压进行积分，从而避免正常开通时电流斜率过大导致误触发的问题，但该方案FUL短路电流峰值较高。将很小的附加电感串入功率回路代替寄生电感，以达到同样效果，但该附加电感会对功率回路的动态特性产生影响，表1将5种短路保护方法进行对比。

综上，5种短路保护方法都具有相应的优缺点，可根据不同应用场合进行选择。相较而言，di/dt检测法实现简单、检测时间短、成本低、适用性强是SiC MOSFET短路保护电路的主要研究方向之一。然而，现有di/dt检测法HSF和FUL共用同一检测阈值，FUL检测速度慢、短路电流峰值高，使得SiC MOSFET短路耐受时间进一步降低，器件更容易失效。特别在高母线电压等级下，随着母线电压的升高，FUL短路电流峰值也逐渐增大，导致短路故障时器件失效风险更大。

为了降低FUL短路电流峰值并提高短路保护电路检测灵活性和抗干扰能力，本文提出一种适用于SiC MOSFET的双阈值检测短路保护电路，分别设计HSF和FUL检测回路，消除两种短路电流阈值之间的限制关系，提高检测灵活性；提出RD并联支路及滤波电感，有效抑制高频杂散信号对检测电路的干扰，降低FUL峰值电流的同时提升了可靠性。最后，设计并研制短路保护电路样机，在不同母线电压下进行实验，验证所提保护电路的快速性和可行性。

1、双阈值检测短路保护电路的提出及工作原理

1.1传统di/dt检测法的局限性

根据短路故障发生前一刻器件的工作状态，其短路类型主要分为两类：HSF、FUL。HSF即开关管开通即发生短路故障，如桥臂直通等，发生的原因可归结为硬件失效与软件故障，在短路的过程中，回路电感的量级处于nH级，SiC MOSFET不会改变原来工作区；而FUL是正常工作时，由于负载短路引起的故障，如桥臂间短路等发生的原因可归结为相间短路、对地短路，在短路的过程中，区别于HSF，回路电感的量级处于μH级别，SiC MOSFET 快速退出可变电阻工作区，快速变化的漏极电压引起密勒电容产生位移电流，该电流致使SiC MOSFET漏源电压抬升，造成栅极氧化层击穿损坏。表2对HSF、FUL两种短路故障进行了分析与总结。

图1为传统di/dt检测电路原理图。在发生短路故障时，SiC MOSFET功率源极和辅助源极间的寄生电感LS感应出电压VS，电容Cf充电，在其两端产生电压Vo，该电压Vo与VS成正比，当电压Vo达到阈值Vth时，发出故障信号[4]。

图1传统di/dt检测电路原理图

Fig.1 Conventional di/dt detection circuit schematic

图2是传统di/dt检测电路在发生HSF和FUL时短路电流波形和检测电压vo波形图。蓝色和红色曲线分别代表HSF和FUL短路。当t1时刻发生HSF，id从零上升，此时检测电容开始充电，直到t2时刻达到Vth并关断器件，在这个过程中最大短路峰值电流为iHSF。t3时刻另一个相同的器件发生FUL，同样的，检测电容充电，其两端电压上升，t4时刻达到Vth并关断器件，最大短路峰值电流为iFUL。

图2传统di/dt检测法对HSF和FUL响应

Fig.2 Response of conventional di/dt detection methodto HSF and FUL

由于发生FUL时vo的变化情况与发生HSF时相同，所以vo达到Vth所需时间也基本一致。但FUL发生在SiC MOSFET正常导通时，短路电流是在额定电流iN的基础上增加的，因此保护作用时关断电流峰值大于HSF，即：

图3展示了SiC MOSFET在某种工作条件下正常开关时检测支路电容电压vo变化情况，由于器件正常开断时LS上的感应电压很小且正负交替变化，在这种情况下电容Cf快速充放电，可以看到vo始终接近0。

图3 SiC MOSFET 正常开关检测支路电容电压变化情况

Fig.3Detection of branch capacitance voltage

changeduring normal switching of SiC MOSFETs

因此，传统di/dt检测法存在以下问题:

1、HSF和FUL共用同一检测阈值，检测电流范围受限，同时短路保护电路检测灵活性差。

2、FUL较HSF短路电流峰值高，保护可靠性较低。

1.2双阈值检测电路拓扑结构及工作原理

本文提出的一种适用于SiC MOSFET的双阈值检测短路保护电路，在实现快速短路检测的前提下不但提高了保护电路检测灵活性和抗干扰性，而且有效降低FUL的短路电流峰值。其电路拓扑结构如图4所示，从电路功能的角度可以将整个拓扑分为5个部分①功率回路、②FUL检测电路、③HSF检测电路、④故障信号理电路、⑤驱动控制电路。

当发生HSF时，HSF检测电路的检测电容电压vo2迅速上升先达到阈值Vth_h，使逻辑或门的输出跳变并产生上升沿，短路故障信号从D触发器的Q端输出并被锁存，驱动控制电路收到故障信号后驱动信号被封锁，控制SiC MOSFET迅速关断；当发生FUL时，FUL检测电路的检测电容电压vo1从一个固定值Vn开始上升,先达到阈值Vth_f，发出故障信号控制SiC MOSFET迅速关断。

根据不同应用要求，通过对HSF检测支路和FUL检测支路分别设置不同的保护阈值电压Vth_h和Vth_f，消除了传统方法中两种短路保护检测阈值之间存在的限制关系，提高了FUL短路检测速度。在实现降低FUL短路电流峰值的同时提升检测电路的灵活性。

图4本文提出的双阈值检测短路保护电路拓扑

2、双阈值检测短路保护电路设计

2.1HSF检测电路设计

硬开关短路检测电路如图5虚线部分所示，由电感Lh、电容Ch、电阻Rh三个电路元件构成。

图5 HSF 检测电路

SiC MOSFET导通期间，由于源极电感LS量级非常小，故大部分电流由LS承担，即is≈idis≈id。is通过LS时，会产生感应电压vs从is到-vs的传递函数为

并入RC电路后(忽略并联支路其他部分)，从vs到电容电压vo2的传递函数和从is到-vo2的传递函数分别为：

此时，电路本质是一个高通滤波电路。当发生HSF，短路电流主要频率分量大于其截止频率fc时，G3'可近似视为定值，此时电压Vo2和电流is近似满足线性关系：

此外SiC MOSFET在高频开断时往往包含高频振铃，HSF检测支路也会受到振铃的影响。尽管在RC支路的作用下高频增益已变得平缓，但在电路杂散参数较大时，HSF检测支路仍可能误触发。通过串入电感Lh，此时Vs到Vo2、is到-Vo2的传递函数修正为：

HSF检测电路变为带通滤波器，其中fc1是下限截止频率、fc2上限截止频率、fo是中心频率。

Lh的引入削弱了高频增益，但仍能保持一定频率范围内的电流增益基本不变。即在保持对HSF电流增益不变的前提下，进一步提升HSF检测支路的抗干扰能力。

同时HSF检测回路参数不能够对功率主回路造成影响，因此HSF检测支路阻抗应远大于寄生电感LS的等效阻抗，即满足:

通常情况下，大于等于100倍即可视为左式远大于右式，且SiC MOSFET工作频率在100MHz以内，本文取，所用SiC MOSFET的寄生电感LS为4.648nH。由式(11)可得到Rh取值范围。本文取Rh为350Ω。

常见电压比较器输入范围在5V以内，限制了Vth的设置范围，本文取极限情况以保证检测电路正常工作，Ch的取值可由下式确定：

根据不同应用场景所要求的阈值电流Ith决定电容Ch的上限。再考虑到电路杂散电容影响，保证Ch起主导作用，可确定Ch的取值。本文将Ch设置为1nF。

最后，Lh的取值决定了HSF检测电路的带宽。在正常情况下短路电流is到检测电容电压vo2会存在一定比例的衰减，其衰减幅值为

由于带通滤波器在上下限截止频率处增益为-3dB，远高于衰减幅值Ad，因此需要对式(8)和式(9)给出的上下限截止频率公式进行修正。修正后将-37.5dB作为通带频率的增益，可得HSF检测电路增益为-40.5dB处的频率为检测电路上下限截止频率。

基于以上分析可知，引入的电感Lh过大，会使上限频率低于HSF电流主要分量频率，并导致检测电容电压信号上升滞后，检测时间变长；引入的电感Lh过小，上限频率大于电路中杂散信号频率，检测电路抗干扰性差。因此Lh的取值应使上限频率fc2、HSF主要电流频率fm、杂散信号频率fs满足式(14)。通常fm在100MHz以内[16]，本文将fc2设计为100MHz，Lh为取值为2μH。

2.2、FUL检测电路设计

本文设计的FUL检测电路如图6虚线部分所示，由二极管D、电感Lf、电容Cf、电阻Rf1和Rf2组成

图6 FUL 检测电路

与HSF检测电路类似，is在LS上产生感应电压vs对FUL检测电路的电容进行充放电，因此，从is到vs的传递函数与HSF情况相同。同时Rf1、Cf的作用与HSF检测电路中Rh、Ch类似。

引入二极管D、电阻Rf2并联结构后，在SiC MOSFET开通的过程中LS、D、Lf、Rf1、Cf构成回路给Cf充电(如图6绿色回路所示)。在SiC MOSFET导通以及关断期间，Cf会进行放电过程，由于二极管的单向导电性，使得放电回路通过电阻Rf2(如图6红色回路所示)。在与图3相同的工作条件下，串入RD支路前后电容电压对比如图7所示。

图7串入RD支路前后检测电容电压对比

RD支路的引入大大降低了Cf的放电速度，到下次开通前仅损失小部分电压。每个周期Cf进行一次充放电，且每次充放电回路相同，Cf的充电电流ic和放电电流id分别满足以下关系：

其中，vs是电感LS的感应电压；vo1是FUL检测电路中Cf的电压；Z1为Lf、Rf1和D的总阻抗，Z2为Lf、Rf1和Rf2的总阻抗，且Z2远大于Z1。由于vo1整体为上升趋势，因此ic将随周期的增加而不断减小，id不断增加。设第i个周期充电时Cf增加的电压为ΔUc_i，放电时Cf减少的电压绝对值为ΔUd_i，可以看出ΔUc_i是一个递减序列，ΔUd_i是一个递增序列。

其中，ici是第i个周期电容Cf充电电流；tci是第i个周期电容Cf充电时间；idi是第i个周期电容Cf放电电流；idi第i个周期电容Cf放电时间。

不难看出在一个脉冲周期内，电容Cf的充电时间即电流上升时间，电容Cf的放电时间是脉冲周期除电流上升时间外的所有时间之和。

图8为当Rf2取100kΩ时，几个不同的周期ΔUc_i和ΔUd_i的变化情况。

vo1不会随周期数增加而一直增大。设第n个周期满足ΔUc_n和ΔUd_n相等，在这个周期后ΔUc_i和ΔUd_i将保持不变且相等，vo1最终将在一个确定的电压值Vn小范围波动。故Vn：

综上所述，由式(15)—(17)可知，检测电容电压Vn，主要由脉冲电流频率fs、脉冲电流幅值Im、电流上升时间tr和电路参数决定。与脉冲电流的占空比D无关。

引入RD支路后，若发生FUL，检测电压Vo会从一个固定值Vn开始上升，加快了FUL响应速度并降低了短路峰值电流。理想情况下该短路保护电路对HSF和FUL的响应如图9所示。

本文以频率100kHz、占空比0.5的脉冲电流为例。随着电路参数Rf2的增大，n点出现时的周期数增加，Vn也会增大，图10展示了vo变化情况与Rf2的关系。

当负载电流为理想方波时，Cf稳态电压Vn与id幅值成一定比例关系，此时id就能决定Vn的大小。但通常情况SiC MOSFET开关时会产生高频振铃，尽管振荡电流对Cf单次充放电影响不大，但在vo1上升过程中Cf的充放电不断进行，将振荡电流产生的误差累积，导致稳定电压Vn与理想情况相差很大。图11中id的电流幅值约为50A，在开关时实际波形会存在一定程度的振荡，导致最终vo1稳定值与理论相差很大。

振荡电流的幅值和频率主要与线路中寄生参数、二极管反向恢复电荷、驱动电路参数等因素有关，实际应用难以估计其对Vn的影响，因此也无法计算Vn的范围大小。

针对上述问题，本文在FUL检测电路中串入了电感Lf，削弱电路传递函数的高频增益。

图12是当Lf为10μH时，在理想方波和实际方波的作用下vo1的变化情况对比。假设实际方波id_r由理想方波id_i和杂波id_h构成，可以看出，vo1与id_i是正相关关系，而与id_h是负相关关系，Lf的滤波作用会削弱这种关系。因此引入Lf可以很大程度上削弱振荡对Vn的影响，从而使Vn主要由负载电流的幅值决定。

图13是负载电流id为50A时，Lf取不同值时理想和实际情况的vo1变化情况对比。可以看出，Lf越大，理想和实际情况下的vo1相差越小，但误差变化的幅度越来越小。表3为Lf取不同值时Vn对应的取值和误差。

考虑到比较器输入电压范围，且Vn过小可能会使FUL检测电路无法响应，故Vn范围在1-3V为宜。基于其他参数，Rf2取100kΩ-1MΩ时均可满足上述要求。本文取Rf2为500kΩ，二极管D选择反向恢复时间短、噪声低的肖特基二极管。考虑到Lf过大会影响检测电路响应速度，本文取Lf为50μH，实际方波作用下Vn为1.33V左右。即在一般电压比较器输入范围内，又能够显著降低检测误差。

综上所述，本文所提出的双阈值检测电路is到检测回路检测电容电压Vo的传递函数如下：

由于FUL检测回路检测电容电压从Vn开始上升，因此在设置短路阈值电压时，Vth_f通常要大于Vth_h；此外，FUL检测电路的Rf1、Cf参数应与HSF检测电路一致，且Lf为消除开关振荡的影响，取值大于Lh，本文中Lf=50μH,Lh=2μH，因此由式(18)可知FUL检测电路传递函数增益小于HSF。这两点保证了发生HSF时，HSF检测电路总能首先响应。

对于FUL检测回路，由于Vn的存在，FUL阈值电压设置需满足式(19)就能保证FUL检测支路首先响应FUL故障。

3、实验验证

为验证所提出的双阈值检测短路保护电路，设计验证电路如图14所示，其中Rhsf是一个很小的电阻，用以模拟HSF短路；RL为负载电阻，当SiC MOSFET处于导通状态时，使控制开关Sful闭合模拟FUL短路。

设计并研制双阈值检测短路保护电路样机，按照验证电路原理图搭建了短路保护电路测试实验平台。所设计的短路保护电路主要器件型号选型如表4所示，双阈值检测短路保护电路样机如图15所示，短路实验平台如图16所示。

3.1、HSF短路保护测试实验

为保证器件不被损坏，设置驱动脉冲宽度为3μs，HSF短路保护测试实验参数如表5所示，分别测试母线电压为300V、400V和500V时短路保护结果，测试结果如图17—19所示。

可以看出，栅源电压在达到开通阈值电压前有一段开通延迟时间，当器件开通瞬间处于短路状态，短路电流快速上升，此时检测电容电压vo2也随之增长，当vo2超过Vth_h时触发保护动作。由于数字电路存在一定时间的传输延迟，因此在检测到短路后器件不会立刻关断。在不同等级的母线电压下，HSF短路保护的峰值电流Ipeak很接近，由于电流上升率的不同，母线电压越大短路保护时间越短。表6为不同母线电压下的HSF短路保护测试结果对比。

3.2、FUL短路保护测试实验

在进行FUL短路保护实验前，首先验证RD支路对检测电容电压vo1的抬升作用。保持SiC MOSFET处于正常开关状态，驱动脉冲频率为100kHz，占空比为0.5，母线电容电压充至500V,并采用一个10Ω的电阻作为负载，得到vo1和负载电流id的波形如图20所示。

可以看出vo1随时间增加不断增大，并达到稳定值，由于负载消耗电容能量，因此电流幅值不断减小，vo1在达到稳定电压Vn后也随之缓慢减小。理想情况下，若母线电压不变，Vn也会保持不变。

通过控制短路开关IGBT的脉冲来模拟FUL故障。测试了不同母线电压下的短路保护性能，FUL短路保护测试实验参数如表7所示，测试结果如图21—23所示。

由图可知，当SiC MOSFET开通时，vo1保持在Vn。FUL发生瞬间，母线电压直接作用在SiC MOSFET上，漏源电压的高dVDS/dt通过米勒电容CGD产生位移电流抬升栅源电压，使VGS产生尖峰，MOSFET导通电阻减小。待VGS下降至稳定时，短路电流变化率迅速降低并逐渐稳定；vo1在Vn基础上增长，上升至阈值电压Vth_f后，经过一定时延触发保护动作，器件被关断。随着母线电压增大，FUL短路保护的短路电流峰值Ipeak变化很小，这是因为负载电流越大，Vn越大，在相同的阈值电压下会更快触发短路保护，短路保护时间变短。表8是不同母线电压下FUL短路保护测试结果对比。

同时，本文采用的HSF检测电路相对传统di/dt检测法仅增加了滤波电感，所以在检测速度上与传统检测法基本保持一致。在相同条件下，本文HSF实验中不同母线电压的检测时间可以看作传统di/dt检测法发生FUL故障时所需检测时间。传统检测法相较本文所提短路保护电路FUL检测时间差可用公式(20)表示，FUL短路电流峰值差可近似用公式(21)表示。