文章来源：《SiCMOSFET栅极驱动电源与保护电路研究》
作者：邓大汗（中国矿业大学能源动力硕士专业学位论文）
摘要
碳化硅（SiC）材料与硅（Si）材料相比，具有禁带宽度大、临界击穿电场强度高、饱和漂移速度快以及导热率高等特性。SiC基可达到比Si基更高的耐压值和更高的工作结温；高电子迁移率的特点也使其具有更高的开关速度；SiC基器件具有更低的导通电阻及高温稳定特性。因此SiC基器件广泛应用于高频及高温环境中，有利于降低其开关损耗、缩短死区时间、提高开关频率等。开关频率的提高可以相应地降低无源元件体积，有利于增加变换率功率密度，缺点在于往往会引发电磁干扰（EMI）问题。总之，变换器一经采用SiC基器件，在性能方面会有大幅度的提升。
驱动功率半导体器件应具备足够的脉宽栅极驱动能力，栅极驱动电源（GDPS）稳定性以实现高性能操作。隔离型有源箝位反激式（ACF）拓扑满足电源电路所要求的隔离等级的同时为栅极提供正负可靠栅压，并降低EMI以及电压应力。在确保开关管实现可靠零电压开关（ZVS）的同时基于混合谐振方式来改善谐振电流及副边电流波形，有效降低了开关管的损耗，实现整流二极管的零电流开关（ZCS）。通过稳态分析给出主功率电路参数设计方法，结合平面变压器，进一步降低变换器的体积。利用SIMetrix/SIMPLIS搭建仿真电路，确保两路+18/-5V电压输出。实验验证参数设计的合理性及变换器拓扑的有效性。
在高开关速度特性以及器件所含寄生参数不可忽略的影响下，传统驱动方式下半桥模块的SiCMOSFET串扰问题十分严重，大多数串扰抑制电路往往以牺牲相应的开关延迟、增大开关损耗及加重控制过程的复杂度为代价，不能够很好地均衡之间的关系。在此基础上，提出一种结合负压关断与驱动阻抗控制的改进栅极驱动电路。首先分析串扰的形成机理与典型的有源栅极抑制方式。其次，基于辅助三极管控制支路，为正向串扰提供低阻抗通路。然后通过自驱动辅助电路施加可变栅极电压，降低负向串扰影响。使用原始栅源极电压作为辅助电路驱动信号，栅极驱动器不引入任何其他控制信号，避免了额外的信号隔离。
高开关速率会带来瞬态电压和电流尖峰以及高频振荡、电磁干扰等问题，同时增加器件的开关损耗，严重时甚至会损坏器件。本文针对瞬态问题分析其产生机理，提出了一种智能数字式有源栅极驱动方式（IDAGD），该方式通过监测开关动态过程并通过逻辑循环调节至最优开关状态，实验在不同负载电流下验证电路的正确性及理论的可行性。该有源栅极驱动方式合理划分器件开关过程，通过状态监测和反馈，在特定阶段通过限制约束条件选择最优栅极电阻值来降低电压和电流过冲，目的是实现开关瞬态过程中尖峰与振荡的抑制作用。保证器件的安全可靠运行，同时权衡开关损耗与过冲。与传统栅极驱动器（CGD）相比，所提出的智能数字式有源栅极驱动能够有效抑制尖峰及振荡。最后，在1200V/80A的SiCMOSFET上进行进行了OrCADPspice模拟和不同负载电流的双脉冲测试实验，验证了IDAGD电路作用下SiCMOSFET的开关性能。
2、SiCMOSFET工作原理及驱动要求
2、SiCMOSFETWorkingPrincipleandDrivingRequirements
从SiCMOSFET的基本结构以及工作原理入手，了解其各方面特性，方便选择驱动电路的关键参数来设计合适驱动电路并优化其瞬态性能。器件各项电气参数在开关过程中的不规律变化，能够得出开关瞬态尖峰产生的具体原因，为SiCMOSFET驱动电源、串扰抑制电路、有源栅极驱动电路研究奠定理论基础。以Rohm公司的1200V/80A半桥模块SiCMOSFET(BSM080D12PCC008)为例，仿真对比不同寄生参数影响下的开关波形，对开关特性进行分时段划分，了解具体工作原理。
2.1、SiCMOSFET基本结构与工作原理（BasicStructureandWorkingPrincipleofSiCMOSFET）
2.1.1基本结构
与普通硅基器件相比，碳化硅MOSFET如1.1节所述，拥有更低的导通电阻，也就意味着在开关过程中产生的损耗也大幅度降低。在更高工作频率的场所，碳化硅MOSFET可以发挥出更大的作用，实现更高的利用价值。其次，耐高温的工作特性，使得碳化硅MOSFET适用于某些恶劣环境下。
SiMOSFET的器件结构与SiCMOSFET几乎一致，不同点在于其外延层与衬底所使用的材质。类型主要可以分为平面栅（D-MOSFET）与沟槽栅（U-MOSFET）两种，如图2-1所示为两种类型的横截面结构。平面型制造工艺简单，雪崩能量较高。缺点在于N区处于两个P区之间，当电流在N区流过时，会产生JFET效应，会增加通态电阻，导致损耗增加。沟槽结构是将栅极埋入基体，虽然制造工艺较为复杂，相对于平面栅单元一致性较差，但沟槽栅具备较低的寄生电容，同时电流从沟道流出不必经过JFET区直接到达漂移区，因此没有JFET效应。开关速度快、开关损耗低、同时可以增加单元密度，现如今该结构也已被广泛使用。其内部主要包括P型基区、重掺杂N+源区、轻掺杂N漂移区以及漏区四个部分，重掺杂基区和轻掺杂漂移区之间存在的PN结的作用是用来阻断电压。市面上运用平面结构较多的主要是Cree和意法半导体两家公司，而采用沟槽栅结构的公司主要包括罗姆及英飞凌。在此基础上，英飞凌采用的不对称的沟槽结构，即半包沟槽结构更加符合产品设计方向。但是沟槽栅在面临栅极氧化层可靠性问题上，更容易在90º沟槽栅拐角处击穿栅极氧化层，因此，并不代表沟槽型作为必须采用的结构类型。如果能够有效解决栅极介质层可靠性问题，采用沟槽型SiCMOSFET则将会成为必然趋势。通过对功率MOSFET的标准分析，可知功率MOSFET的电流饱和有两种可能原因，沟道夹断和载流子速度饱和。
2.1.2等效电路图与工作原理
功率SiCMOSFET内部等效电路如图2-2所示，其中包含了三种寄生参数，分别为封装引线所包含的寄生电感、内部寄生电阻以及寄生电容，同时还包含体二极管D。寄生电阻主要是指栅极寄生电阻Rg(in)，由于栅源极电容Cgs和栅漏极Cgd的充放电都需经过Rg(in)，因此Rg(in)的主要作用是在开通和关断过程中抑制充放电速度，避免栅极开通电流过大，规避在外加驱动电阻过小情况下导致的安全性风险。而驱动电阻Rg一般是将外加驱动电阻Rg(ex)与Rg(in)一同考虑在内。只是由于内阻的阻值一般小于外加电阻，通常不详细说明。寄生电容主要包含三个部分，分别是栅源寄生电容Cgs、栅漏寄生电容Cgd、漏源寄生电容Cds。作为器件的核心参数，当器件开通和关断时，主要是通过栅源寄生电容Cgs和栅漏寄生电容Cgd的充放电过程来实现的，因此取值的大小也是直接决定了开关速度和开关损耗。漏源极电容Cds的非线性特性比较明显，其容值与VDS成强相关性，取决于PN结耗尽层宽度的变化。寄生电感包括栅极电感Lg、漏极电感Ld和源级电感Ls，在高频场所下，寄生电感很容易与寄生电容之间耦合，产生高频振荡。
碳化硅MOSFET与硅MOSFET一致，为单极性、电压全控性功率半导体器件，其开关过程在寄生参数的影响下分为三种工作状态，这三种工作状态也是衡量器件是否完好的重要指标。
（1）截止状态：当VGS电压为零时，P区表面层在无电压的情况下不会形成任何沟道，处于反向偏置状态。无论漏源间施加正向电压又或是反向电压，P区内载流子不会移动，无电流流过漏源极之间，器件不能导通。
（2）导通状态：当VGS>VGS(th)且VDS>0，P区表面的电子浓度在施加电压的作用下将超过空穴浓度，P区的少子被聚集。越来越多的电子汇聚在P区表面，使得电子浓度大于空穴的浓度，反型层一旦形成就会在漏源间形成导电沟道，即器件导通。
（3）关断状态：关断状态是在栅极施加了一个负向驱动电压VGS，在负向栅极电压的作用下，表面反型层将消失。一旦失去反型层，导电沟道也随之消失，器件关断。
2.2、SiCMOSFET的静态工作特性（StaticOperatingCharacteristicsofSiCMOSFET）
2.2.1转移特性
碳化硅MOSFET的转移特性曲线是在一定的漏源极电压的条件下，漏极电流ID属于因变量，随栅源极电压VGS变化而变化的曲线。图2-3为1200V/80A功率等级的SiCMOSFET模块（BSM080D12P2C008）的转移特性曲线，由此可知，在相同栅极电压下，随着温度的升高，漏极电流越大。
曲线的斜率即ID在VGS变化过程中引起的增量之比记作器件的跨导gm，如式（2-1）所示，体现了漏极电流受栅极电压控制作用下的变化情况。由于跨导随着转移特性曲线的变化而不断变化。常温时，开启电压大约在4V左右，随着结温的升高，阈值电压略有下降。器件处于截止区时，漏极电流与跨导近似为零，不受栅极电压的影响。当工作在线性区时，即此时栅源电压大于开通阈值，漏源间电压不大，导电沟道宽度小，同时沟道电子的迁移率不大，漏极电流受栅源极电压控制能力弱，跨导不大。一旦工作于饱和区时，近似为零的导电沟道宽度，跨导很大，控制能力就越强。
在栅极电压未达到阈值电压之前，无法形成反型层，即不存在导电通道，器件关断，唯有当栅极电压超过一定的阈值，器件表面形成反型层，在导通的情况下，电流开始逐渐上升。一般阈值电压的设置必须保证大于1V，以避免高频振荡引起的误开通，然而开通瞬态沟道中的电荷量由VVGSGS(th)−所决定，因此也不宜过大。为保证器件导通时有较低的通态损耗，跨导系数小，沟道迁移率低，反而会增加通态损耗。因此通常驱动电压VGS设置为高于18V，一般不会超过25V，因为过高的VGS反而会增大短路电流，对器件不利。
2.2.2输出特性（伏安特性）
反映漏源极电压VDS和漏极电流ID之间关系的变化趋势曲线称为器件的输出特性曲线。代表着器件工作在第一象限内时，在正向栅极电压的作用下，电流由漏极向源极传输的过程。由图2-4中可以看出，在不同的栅源极电压下，输出特性曲线呈现的趋势为：随着栅极电压升高而不断向上抬升。这代表着在不同驱动电压下，器件的导通电阻也在不断变化。将输出特性曲线各区域进行划分，器件可分为不同的工作状态，每个工作状态对应不同的电气参数取值。具体可为分为线性区、饱和区、截止区与击穿区四个部分，如图2-8、2-10所示。正向截止区，栅极电压近似为零；线性工作区是当栅极电压VGS增加至其开启阈值电压VGS(th)时的工作区域；在VDS的作用下，漏极电流趋于饱和，器件此刻工作于饱和区；过高的漏源极电压会使得器件击穿，导致损坏。
2.2.3C-V电容特性
电容特性描述的是漏源极电压VDS与寄生电容参数之间的关系曲线。如图2-5所示为T=25C情况下的电容特性曲线。定义输入电容电容Ciss、米勒电容Crss、输出电容Coss与栅极电容Cgs、漏源电容Cds、栅漏电容Cgd之间的关系为：
Coss、Crss的大小随着漏源电压VDS的增大而减小，输入电容的容值Ciss近似不变。当漏源电压升高至1000V时，Coss、Crss的非线性度较高，为可变电容。
2.3、SiCMOSFET的开关特性（SwitchingCharacteristicsofSiCMOSFET）
开关特性作为衡量SiCMOSFET开关性能的一项重要指标，是设计和优化开关特性的有源栅极驱动电路的基础。采用双脉冲测试电路对典型的半桥模块进行分析，其具体拓扑结构如图2-6所示，可以方便的测试系统的动态特性，获取开关过程中的开通与关断时间Ton/Toff、电流电压尖峰、电流变化率di/dt、电压变化率dv/dt以及开关损耗Eon/Eoff等。
考虑到系统内的寄生参数，由于待测试的SiCMOSFET作为封装好的半桥模块，包含具有续流作用的体二极管，因此不需要外并二极管与负载电感Lload两端。母线电容Cdc作用是来承担实际母线电压VDC。除上述所介绍的模块自身存在的栅源寄生电容Cgs、栅漏寄生电容Cgd、漏源寄生电容Cds参数以外，寄生电感还包含开尔文源极与功率源极之间的寄生电感LS。由于接线以及制造工艺水平的限制，半桥电路中的螺丝、母排电容以及母排安装处接线都含有一定量的杂散电感，这些杂散电感虽然不大，但也会对动态性能产生一定的影响。因此统称为等效总杂散电感Lstray，而且总杂散电感远大于体寄生电感值Lloop，Lloop=Lg+Ls+Ld+LS。上管作为被测试器件，在保证准确双脉冲测试信号的同时，下管并联负载的情况下处于常闭状态，负载电流通过自身体二极管进行续流。由于双脉冲测试仅施加两次开通信号，所以由开关损耗所引起的器件结温升高几乎可忽略不计。
2.3.1器件开通特性
碳化硅MOSFET的开通过程由t0-t5时间段组成，如图2-7所示：
阶段一（t0-t1）：t0时刻，一旦接收到开通信号，栅极驱动器输出正向驱动电压VCC向SiCMOSFET的输入电容Ciss进行充电，但电压未达到开启阈值电压VGS(th)，器件并未导通。VGS随着充电过程的进行变化的函数关系为：
上式，gs为为驱动回路充放电时间常数，Rg=Rg(ex)+Rg(in)。充电时间常数仅与栅极电阻和输入电容大小有关。由于在VDS较高时栅源极间电容值远大于米勒电容值，因此输入电容近似等于栅源极间电容。导通延迟阶段得栅极充电电流IG的表达式为：
当第一阶段结束时，即栅极电压达到阈值电压的时刻，所持续的时间称为导通延迟时间，表达式为：
由上式可以看出，可以通过增大正向驱动电压和降低外部驱动电阻来缩短开通延迟时间。为后续通过增设多级栅极电阻来设计有源栅极驱动电路提供了理论基础。
阶段二（t1-t2）：此过程为电流上升阶段，栅极驱动电压大于阈值电压，栅极电压VGS继续按照阶段一中的指数规律增加，负载电流由下管二极管续流切换至上管。此阶段上管漏极电流开始从零上升，上升过程中由于回路中存在的寄生电感感应出的电压与母线电压反向，从而使得漏源电压存在下降的趋势，如轨迹变化过程图2-8中的工作点2所示。如上述所描述的转移特性曲线，漏极电流在该过程中由栅源极电压控制：
t2时刻是在漏极电流上升至负载电流后，栅极电压等于米勒平台电压Vmiller时，持续时间根据时间常数和电压值确定如（2-8）所示，根据转移特性方程可以求出该阶段的漏极电流变化率的大小：
由于互补功率管体二极管存储的电荷被迅速抽走，导致漏极电流依然不断上升，当续流二极管的反向恢复电流与漏极电流叠加在一起时，则会造成开通过程中电流尖峰，表达式为：
其中，Qrr为续流二级管结电容充电电荷，S为软度因子。对于S值较低的器件，当电流一旦处于下降过程，体二极管会在寄生电感的作用下承受过多的电平，严重时甚至会造成二极管的雪崩击穿。
阶段三（t2-t3）：电压下降阶段，电流达到尖峰后经过振荡稳定在负载电流的值。此时栅极电压VGS维持米勒电压Vmiller不变，栅极电流维持在一定值。当漏源极电压降至10%的母线电压时此阶段结束，漏源极电压变换率可以表示为：
阶段四（t3-t4）：饱和导通阶段，此阶段，上管导通压降是能够维持负载电流IL时的最低通态压降；
阶段五（t4-t5）：栅极电压上升至VCC并保持不变，SiCMOSFET由饱和区进入线性区，完全导通，此时全部母线电压施加于反并联续流二极管上。
2.3.2器件关断特性
与导通过程顺序相反。器件在关断前由于续流二极管中几乎无电流，器件本身的通态电阻较小，所以导通压降VDS(on)也较小。关断暂态过程主要包括关断延迟阶段、电压上升阶段和电流下降阶段四个阶段。同开通过程分析一致，瞬态期间按照自然边界划分为t6-t10时间段，如图2-9所示。
阶段五（t6-t7）：关断延迟阶段，驱动电压由VCC转至VEE。在此之前，器件处于完全导通状态，由于器件的漏源电压VDS较低，由C-V电容曲线可以知道此时的米勒电容Cgd较大，输入电容Ciss经栅极电阻放电。栅极电压缓慢下降并在当到达米勒平台时该阶段结束，该阶段内，SiCMOSFET仍导通。关断延迟时间表达式为：
阶段六（t7-t8）：电压上升阶段，t7时刻，器件进入米勒平台，栅极电压被箝住，此时栅极电流为米勒电容充电，漏源极电压较低，Cgd的值较大。t8时刻米勒平台结束，米勒电容值迅速减小，漏源极电压迅速上升。电压上升斜率可以表示为：
同样快速变化的电压变化率ID会造成漏极电流出现一个缺口。由（2-14）可知，可以通过增大关断栅极电阻来减缓电压变化率，从而抑制关断电压尖峰与振荡。
阶段七（t8-t9）：电流下降阶段，电流在t8时刻开始下降，主要是受VGS的影响。续流二极管正向导通，负载电流从SiCMOSFET向续流二极管转移。栅极电压继续下降。当低于开启阈值时，SiCMOSFET关断，漏极电流为零。该阶段的栅极电压VGS表达式为：
由于电流的快速变化，会在寄生电感Lstray上产生压降。该压降叠加漏源电压上会造成电压尖峰。电压过冲表达式为：
阶段八（t9-t10）：关断阶段，随着拖尾电流减小，栅极电压继续下降，直到VGS达到负向驱动电路输出电压VEE。
由图2-10可以看出，在阶段五和阶段六时，SiCMOSFET处于线性区，在阶段七时处于饱和区，阶段八处于截止区。
综上所述，开通与关断瞬态尖峰均与栅极电阻有一定的关系。为了抑制电压和电流超调，可以通过改变栅极电阻的方式进行调节，综合考虑超调量、di/dt、dv/dt及开关损耗等多项因素，选择最优栅极驱动配置作为参考。
2.4寄生参数对开关特性的影响（InfluenceofParasiticParametersonSwitchingCharacteristics）
上述分析中不同寄生参数都会对其开关性能及振荡效果有所影响，因此基于BSM080D12P2C008模块的spice模型，通过搭建双脉冲测试电路，利用SIMetrix软件进行仿真验证，观测在不同寄生参数下其开关性能。模块的主要参数如表2-1所示。SIMetrix/simplis仿真软件起源于美国transim公司，具有仿真运行速度快、功能强大、易于使用、精度高的优点。作为混合信号电路仿真软件，尤其是在开关电路设计中，具有提高10-50倍仿真速度的能力。栅极驱动方式采用的推挽放大电路，有利于分别修改栅极开通和关断电阻值。
2.4.1栅极电阻对开关特性的影响
为了更加直观地反映出电路中的各参数对SiCMOSFET动态特性的影响，利用SIMetrix仿真出各种情况下的漏源电压VDS和漏极电流ID以及栅极电压VGS的波形。其中，直流电压VDC=500V，杂散电感值为Lstray=50nH，不外并栅源极电容，负载电流为60A，短期内的过冲是被允许的，不会使功率模块损坏。开通和关断栅极电阻分别为5Ω、15Ω、25Ω。由图2-11可知，开通过程中栅极电压VGS上升速率随着栅极电阻的减小而加快，意味着输入电容Ciss的充电时间变得越来越短，充电速度越快。电流在快速上升至峰值后会发生欠阻尼振荡，从过流尖峰恢复至负载电流的过程，幅值越高，振荡也就越明显。关断过程同理，栅极电阻Rg越小，输入电容的放电时间越短，放电速度越快，关断越快。栅极电阻大的场合不适合工作下高频条件下，因为开关速度会显著降低。优点在于可以减缓漏源极电压VDS振荡的幅度，有效降低过电压的危害。
2.4.2寄生电容对开关特性的影响
图2-12展示了SiCMOSFET栅源极间外并电容Cgs(ex)的方式等效改变器件栅源电容Cgs的大小。仿真参数VDC=500V，杂散电感Lstary仍为50nH，栅极开通和关断电阻都为5，栅源极间分别并联1nF、10nF、50nF、100nF的电容值，负载电流仍保持60A。由仿真结果可以看出栅源极间电容Cgs越小，开通和关断延迟时间越小，di/dt与dv/dt越高。漏源电压VDS主要是受限于米勒平台与栅极电流IG的作用，栅源极间电容值越大，栅极电流为其充电部分就越小，而米勒平台在改变栅极电容的过程中几乎不会发生任何变化，因此漏源极电压变化不大。由2.2.1节分析可知，在栅极电压变化率逐渐衰减的过程中，由于跨导特性会使得漏极电流的变化率逐渐减缓。因此过小的栅极电容容易引起开关振荡。除此之外漏源电容Cgs的增大必然导致器件开关损耗的增加。
2.4.3计生电感对开关特性的影响
图2-13展示了不同寄生电感参数Lstray在SiCMOSFET功率回路中对其开通和关断过程的作用情况。此处的功率回路寄生电感Lstray主要是指回路中施加的杂散电感值，而器件本身的漏极寄生电感Ld以及源极寄生电感Ls、LS是在模块内部固定不变的。仿真参数VDC=500V，负载电流ID仍保持60A，栅极开通和关断电阻都为5，杂散电感Lstary依次为20nH、60nH、100nH。可以看出，寄生电感增大过程中，不影响电压和电流变化率，开关速度保持恒定。但尖峰与振荡周期在随着寄生电感变大过程中开始变大，对栅极驱动电压几乎无影响。因此，杂散电感应该越小越好。
2.5、SiCMOSFET驱动技术研究（ResearchonDrivingTechnologyofSiCMOSFET）
2.5.1驱动电路整体架构设计
驱动器作为衔接控制器与功率器件的一个重要部分，不仅要实现良好的物理连接并节省空间，还应具备完善的电气功能。其中主要功能包括DC/DC隔离变换电路、驱动信号的传输部分、信号控制模块、功率放大电路以及故障处理电路等。分别用于实现电源隔离、传递信号、供给适宜满足开关的电平；滤除外界因素影响的不稳定信号的同时使驱动信号可以实现正常的分配；很好地实现整流和提取驱动器所需的电压电流；检测开关过程中的故障信号并反馈回控制器，快速切除故障。信号传输部分主要包含栅极驱动芯片，将整理好好的信号传输至功率放大电路，功率放大电路处理后得到能够驱动栅极可靠开关的PWM脉冲。而驱动器一般具备的保护电路功能包含有短路保护、欠压故障、有源箝位及串扰抑制等，保护电路的复杂程度不同，原理也各不相同，主要作用都是让功率器件工作在正常状态下，免受故障危害。整体框架如图2-14所示：
2.5.2驱动器参数及其他要求
典型的N沟道和P沟道MOSFET组成的推挽式驱动回路模型如图2-15所示，包含可见驱动控制单元，外部驱动开通和关断电阻、开通和关断驱动电压及不可见内部栅极电阻、寄生电感、电容等。
驱动电路对功率器件进行驱动的实质是对功率器件的Cgd和Cgs充电和放电的过程，驱动电路必须具备一定的电流输出能力，在开通和关断瞬间，栅极电流会迅速达到一个很高的值，而后缓慢下降。当器件完全开通或者完全关断时，驱动电流的值几乎接近于零值来维持驱动电压。驱动电流由式（1-5）可以确定，由驱动电压以及驱动电阻决定。选择推挽放大电路也要考虑具有满足拉电流和灌电流的能力，驱动电路驱动级内阻和外部驱动电阻的耗散功率表示为：
式中，Qg为栅极电荷，fs表示开关频率。驱动电阻值越大，耗散功率也会越大，在驱动设计时则需要考虑耗散功率对驱动芯片工作温度的影响，同时为外部驱动电阻选择满足耗散功率要求的封装。所以，为了降低开关损耗、提高变换器效率、提高功率密度，需要选择小的驱动电阻。但电阻过小对功率器件的影响主要体现在开关器件开关速度越快，尖峰越高，振荡也就越严重，带来的串扰问题也就越明显。栅极电阻Rg的取值应使得栅极充电回路呈现过阻尼状态，才能保证在器件开通过程中减小栅极电压的振荡。即：
驱动电压的选择需要考虑损耗和短路电流的影响，同时结合模块说明书所给的-6V~22V栅极电压的取值，驱动电压不能超过栅极耐压极限，否则会有栅极击穿的风险。图2-16显示器件通态电阻在不同结温下随着驱动电压变化的曲线。结温越高，这会加速载流子之间的相互运动，导致在载流子的迁移率随着温度的升高而降低，从而导致载荷能力下降。图中可以看出当栅极电压为12V、14V时，器件的导通电阻随结温的增加呈现出先下降后上升的趋势，并且电阻相对最低点时所对应的结温也并不相同；然而当驱动电压大于16V时，器件的导通电阻会随着结温的增加而增加。驱动正压因此选择+18V，负向电压考虑SiCMOSFET的栅极承受能力和短路情况下的安全性选择为-5V。
在实际应用中，隔离可以避免不同电路系统之间的电气连接，阻断电流流通，同时也能实现功率或信号的传递，防止功率侧的高压和干扰信号对低压电路的影响，从而避免系统之间的地电位差，提高系统的抗干扰能力，保护操作人员的安全。功率变换器中，常采用的隔离技术包括隔离采样、隔离拓扑二次侧信号传输、隔离驱动等。驱动电路的和高压侧的隔离一般采用隔离变压器的方式，而运用在驱动电路上的信号隔离技术通常包括光纤隔离、脉冲变压器、光耦隔离以及电容隔离等。
光纤可作为光传导工具，其原理时利用LED将电信号转化为光信号，另一端的接收装置利用光敏器件将检测到的光信号重新转化为电信号。光纤具有绝缘能力好、稳定性高、抗干扰能力强、传输距离远等优点，但其成本高，传输延迟大。常用于3.3KV及以上的功率器驱动中，主要供应商包括Broadcom、Honeywell、Optek等。常用的如Avago公司的多用途光纤连接5MBd高性能链路接收器HFBR-2522Z以及HFBR-1521Z。脉冲变压器具有稳定、成本低、绝缘性能好等优点，但其传输延迟大，只能传输距离近的信号，所占PCB面积较大，信号处理电路设计时较复杂。光耦与光纤类似，也是通过光电转换完成隔离，不同的是将发送端、光传输通路以及接收端集成到了一个小封装内。光耦相对于光纤来说，其成本较低，但由于仍需要进行光电转换，其传输延迟及抗干扰能力依然比较高。光耦的主要供应商由包括Broadcom、TOSHIBA、Vishay等，常使用的光耦如onsemi(安森美)的FOD8314以及Avago的ACPL-P480，封装为SO-6。电容隔离是TI公司推出的新隔离方式，其推出的ISO系列和UCC系列SiC驱动芯片均采用片上电容实现信号传输隔离[73]。与无铁芯变压器相同，电容隔离的原理是在两个垂直摆放的极板之间填充二氧化硅作为电介质，增强器件输入和输出端的绝缘性能，也是在半导体结构中实现的。采用电容隔离技术的驱动芯片供应商如TI、SiliconLabs等。综合考虑各种信号好隔离方式的优缺点，最终选择光纤隔离方式作为信号的收发接口。
2.5.3保护电路
过压故障保护电路主要针对与功率器件在开关过程中存在的栅源电压VGS过压以及漏源电压过压。漏源电压过压尖峰在开关特性分析中详细介绍过，主要是由于流过寄生电感的电流快速变化导致的，这部分电压叠加至直流母线电压VDC上，造成的浪涌电压尖峰有可能超过其安全阈值，造成模块失效或者损坏。常见的过压保护电路如图2-17所示，无源缓冲网络方式或有源箝位。无源缓冲网络一般是由电容、电阻和电感等无源器件组成。RCD不单纯的是阻尼吸收，而是靠非线性元件D3直接破坏电压尖峰形成的谐振条件，减小浪涌电压。无源网络虽然可以相应的对漏源极间过压进行保护，但增加的无源器件会在关断时造成电压振荡，工程当中一般不采用。当电路过载或者短路情况时，关断过程出现很高的电压尖峰，此时可通过有源箝位的方式将电压箝位在一个合理的范围内。有源箝位本质是一个负反馈过程，通过漏极与栅极之间的负反馈回路，对漏极电压进行控制。当开关管关断时，VDS大于TVS管的击穿电压，会向栅极注入电流给栅极电容充电，栅极电压被抬升至由转移特性和输出特性共同决定的一个值，延长了关断时间，从而减小电流下降的变化率，过压下降。只要超过击穿电压，电流会持续注入，直到将电压箝位至一定值。
栅源极间过压采用栅极箝位方式，如图2-18所示，包含栅源极间接入反向的齐纳二极管的方式以及MOSFET型，电路可以防止除了栅极过电压损坏之外，在短路情况下，也能保证将栅极电压稳定在安全阈值内。
电流故障是导致器件失效的重要原因之一。过流可分为两种：一种是过载，电流值为额定值的1.2-2倍，过载在短时间内是允许的；另一种为大倍数的过流短路。短路故障可分为一类短路（硬开关短路—HSF）和二类短路（负载短路—FUL）。硬短路主要是指当半桥模式的下管开通时上管已经处于开通状态，即开通瞬间短路，桥臂直通状态；软短路是指当下管正常开通瞬间，上管由于错误开通或负载电感量过小等原因导致下管处于短路，也称为开通过程中短路。当发生硬短路时，受主回路杂散电感的影响，会产生感应电势，导致漏源电压会出现电压缺口，当ID增大到一定值时，变化率降低，此时VDS返回至母线电压，电流ID最终稳定在远高于额定电流的值。当器件发生软短路时，电流迅速增大，进入饱和区，从而使得漏源电压VDS上升，直至母线电压。VDS通过米勒电容Cgd向栅极充电，使得栅极电压有所抬升，所产生的电流峰值很大，甚至超过了HSF下的电流最大值。
针对SiCMOSFET电流故障的检测和保护方法有多种，如退饱和检测法、寄生电感电压检测法、电流传感器法、镜像电流检测法、分流器检测法和栅极电压/电荷检测法等。其中，最常用的是退饱和检测法，因为退饱和检测方法检测原理简单，成本低。退饱和即工作点从线性区转移至饱和区，此处饱和区定义为传统意义上的IGBT饱和区，对应SiCMOSFET的线性区，漏源极电压会发生变化，与漏电流成正比变化。其中退饱和检测方法主要可以分为电阻式与二极管式两类。电阻式顾名思义是根据电阻分压测量故障状态下的漏极电压，而二极管式则是利用二极管的反向阻断特性进行工作，均须设定参考值，一旦发现电压异常，就会通过比较器发出故障信号，接收到控制信号后，控制单元发出控制信号快速关断。通过检测电压判断是否发生故障，最能反映过电流。
图2-20以二极管式为例，利用这一特性，对SiCMOSFET过电流进行检测并实施保护。但在开通瞬间，退饱和电路需要设置一定的检测盲区，而设置检测盲区的意义在于驱动信号来临后，器件漏源电压VDS在一定的时间内并未下降至饱和导通时的电压。如果在这段时间内引起退饱和电路的动作，会使得保护误触发，不能够真正的检测到故障的发生。因此对于器件的开通时间T（on）来说，盲区时间应大于T（on）。检测盲区是由二极管D、电阻R1和电容C1设置，公式如下：
当SiCMOSFET正常开通以后，其漏源电压很低，电压比较器U1反向输入端电压Vref可知：
其中，VD是快恢复二极管的导通压降。当SiC处于导通状态并且发生二类短路时，漏极电流和漏源极电压都迅速上升。当A点处的电位超过设置的参考电压Vref时，比较器输出信号发生反转，即由一开始的高电平转换为低电平输出。故障信号经传输线送至控制端，接收故障信号后，开始发出关断信号，保证SiCMOSFET的可靠关断。
寄生电感电压检测法，也称为di/dt检测法，如图2-22所示。由于SiCMOSFET的功率源极和辅助源极之间存在寄生电感，一旦流过快速变化的电流，会感应出相应的电压。过程中无需设置消隐时间，且响应速度快。电压值一旦超过设定参考电压，比较器翻转输出故障信号，保护电路动作使开关管关断。
di/dt检测时间短，因此方便集成在驱动芯片里。但缺点在于在器件正常开通时也会产生一定的电流变化，引起寄生电感的感应电压，如不加以区分设定参考值的大小，容易引起保护电路误动作。
欠压故障主要包括变换器初级侧欠压和栅极驱动级欠压，如驱动电压发生明显的减小，会导致不能够正常传递控制信号，同样的，驱动电压不足，会导致开关管开关速率下降。栅极驱动级欠压是指施加在功率管栅源极间的电压不足，驱动器的驱动能力会降低，从而影响开关速率，造成器件结温升高，对电力电子装置产生不利影响。欠压会导致系统无法正常工作，设置保护电路的可靠反馈能够及时发现并排除故障。因此可以通过如图2-23所示的分立器件组成的具有UVLO能力的电路来进行欠压故障的检测。
为了实现UVLO功能，电路需要3个晶体管和一个齐纳二极管就可以实现欠压故障的检测，Q1检测到欠压故障，并由Q2产生锁定信号，Q3实现故障信号传输。电源电压根据变换器输出二次侧决定，当电压稳定时，Q1、Q2维持导通状态，Q3处于断开状态。齐纳二极管根据电源输出电压U+、U-的值进行选取，一旦电压下降至某一值时，会使得Q1、Q2关闭，Q3导通，从而输出故障信号，确保在欠压时能够可靠动作。
2.6本章小结（ChapterSummary）
本章主要通过介绍SiCMOSFET的结构及原理，通过分析其静态特性和动态特性，总结出SiCMOSFET对驱动电路的要求，详细分析其开关过程，了解其因寄生参数影响其高速开关的因素。针对设计SiCMOSFET驱动电路而言，分析其在导通电阻、结电容、驱动电压需求。阐述过压、过流、欠压保护电路的原理。最后，基于双脉冲测试电路，针对所要研究的半桥模块建立了SIMetrix仿真模型，验证保护电路可行性，研究寄生参数对开关特性的影响，为后续在有源栅极驱动电路设计中实现驱动参数的动态调节提供了理论依据。
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