摘要：与传统Si-IGBT相比，SiC-MOSFET具有更高开关速度和更高结温，有利于减小PMSM电机驱动器的开关损耗、缩短死区时间和提高开关频率。先针对1kW永磁同步电机，分别对SiC-MOSFET基和Si-IGBT基电机驱动器进行了损耗计算分析，并设计制作了基于两种功率器件的PMSM电机驱动器，对损耗、效率、散热器温升以及低速下死区效应的影响进行了实验对比，研究表明SiC-MOSFET可使永PMSM电机驱动系统获得更高的效率、功率密度和更好的动态性能。
1.引言
航空航天、电动汽车、工业应用及家用电器等领域对永磁同步电机（PermanentMagnetSynchronousMachine，PMSM）驱动系统提出了更高的要求，希望其具有更高的效率和更高的功率密度。功率器件作为PMSM电机驱动系统的基础，在很大程度上影响着系统的效率和功率密度。目前由于硅（Silicon，Si）材料本身的物理特性限制已接近其性能极限，基于传统Si功率器件的电机驱动器在很多方面，尤其是在高频和高功率领域的性能提升空间受限。与Si器件相比，以碳化硅（SiliconCarbide，SiC）为代表的宽禁带半导体功率器件具有更高的电压等级、更高的开关速度、更高的结温和更低的开关损耗等优势。由此可预见利用SiC功率器件设计的逆变器可望明显提高PMSM电机驱动系统的效率、功率密度以及相关动态性能。
本文首先对分别采用SiC-MOSFET和Si-IGBT制作的PMSM电机驱动器进行了损耗分析和计算，并利用两种类型器件设计了1kWPMSM电机驱动器，对其效率、散热器温升和低速下死区效应进行。
2.损耗分析
为了对比基于Si-IGBT和SiC-MOSFET的电机驱动器的效率，表1给出PMSM电机主要技术指标。PMSM电机驱动器的功率损耗主要分为两个部分：导通损耗和开关损耗。为便于分析计算，考虑到二极管的开关损耗比Si-IGBT和SiC-MOSFET的开管损耗要小很多，故忽略不计。基于两种类型器件的PMSM电机驱动器尽管所使用的功率器件不同，但均采用SVPWM控制策略，所以功率损耗的计算过程是一样的。
用于对比的功率管分别选为Si-IGBT（型号为IKW25T120）和SiC-MOSFET（型号为CMF10120），其主要电气参数如表2所示。
1、导通损耗
IGBT和二极管的导通损耗可以通过器件的电特性的分段线性估计获得，图1给出IGBT的等效电路模型，图2给出二极管的等效电路模型。
根据以上分析，开关管和二极管的导通损耗可以表示为
其中，PQ(cond)为开关管的导通损耗，IQ为流过功率管的平均电流，VQ为功率管上的压降，IQRMS为流过功率管上的电流有效值，rQ为功率管导通电阻，PD(cond)为二极管的导通损耗，ID为流过二极管的平均电流，VD为二极管上的压降，IDRMS为流过二极管的电流有效值，rD为二极管导通电阻。
根据数据手册可知Si-IGBT和其体二极管的输出特性曲线以及SiC-MOSFET和其体二极管的输出特性曲线，从输出特性曲线中得到Si-IGBT的VQ=0.7V、rQ=28mΩ、VD=0.6V、rD=28.5mΩ，SiC-MOSFET的VQ=0V、rQ=16.4mΩ、VD=0.71V、rD=26mΩ。
2、开关损耗
功率管的开关损耗为
其中，Psw为功率管开关损耗，fsw为开关频率，Emax为每个开关周期的开关损耗最大值。
根据以上的计算公式可以分别计算出Si-IGBT电机驱动器和SiC-MOSFET电机驱动器的开关损耗。在SVPWM控制策略的PMSM电机中，每个功率管的占空比的调制波如图3所示，这与SPWM的占空比调制波形很接近，SVPWM在SPWM的基础上增加了零向量，即在正弦波基础上叠加了3次谐波。在损耗分析时，为了便于计算，我们近似认为SVPWM占空比调制波形为正弦波，这样SPWM的调制方式的损耗计算也适用于SVPWM调制的损耗计算。
在开关频率一定的情况下，占空比可以用相角θ表示
一般情况下，由于电机绕组阻抗呈阻感性，电机的相电流滞后于相电压，假设滞后角度为φ。以A相为例，相电流和占空比可表示成以下关系式
式中，Ipeak为相电流峰值；
流过功率管的电流平均值为
同样地，二极管的占空比为
流过二极管的电流平均值为
流过功率管的电流有效值为
流过二极管的电流有效值为
所以
根据参数计算，可得到表3中的功率损耗计算对比结果，可见SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器的总损耗比Si-IGBT基PMSM电机驱动器的总损耗减少了一半，其效率增加了将近一个百分点。
3.死区效应分析
SiC-MOSFET具有比传统Si-IGBT更快的开关速度，所以SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器能够设置更小的死区时间。减小死区能够减轻死区效应对电机驱动器带来的影响，提高电机性能。
针对PMSM电机中的死区效应，目前国内外学者提出了很多种死区补偿的方法，图4给出了死区补偿的PMSM电机矢量控制系统原理图，其基本原理是检测相电流极性计算补偿电压最后通过查表的方法调整补偿电压的大小。这些补偿方法控制算法复杂并且补偿精度难以准确控制，而且电机低速下调制系数很低时零电流钳位现象不可避免，检测电流过零问题尚没有很好的解决。
电压空间矢量调制技术是从电机的角度出发，使电机获得幅值不变的圆形磁场（即正弦磁通），电机驱动器通过三相桥臂的不同开关模式产生磁通来逼近基准磁通圆，而死区时间会产生空间矢量误差，使得形成的磁场偏离圆形磁场，降低电机性能。三相永磁同步电机驱动器中通常采用三相全桥电路拓扑，定义相电流流向电机侧为正方向，如图5示。为了定量分析死区时间给驱动器带来的影响，以A相桥臂为例对死区时间引起的电压空间矢量误差进行定量分析。
图6A相桥臂驱动和输出电压波形
图6是A相桥臂驱动信号和输出电压波形，其中（a）、（b）为A相桥臂理想的上、下管驱动信号，（c）、（d）是A相桥臂加死区时间后的驱动信号，图（e）是实际输出A相电压波形，阴影部分为死区时间内产生的误差电压，该阴影部分的误差电压极性取决于电机相电流的方向。
在死区时间内存在两种续流情况，这两种情况分别是相电流从上管续流和从下管续流。图7给出了相电压的判断依据，如图7（a）所示，当A相相电流为正方向时，其在死区时间内通过下管体二极管进行续流，那么A相电压为–E/2；如图7（b）所示，当A相电流为负方向时，其在死区时间内通过上管体二极管进行续流，那么A相电压为E/2。所以根据相电流的极性可知，当相电流为正方向时，死区时间会给永磁同步电机驱动器带来E/2的误差电压；当电流方向为负方向时，死区时间会给永磁同步电机驱动器带来–E/2的误差电压，正是由于误差电压的存在，产生的磁通圆偏离了基准磁通圆。
以第三扇区为例，图8给出了第三扇区的驱动器输出电压波形，阴影部分误差电压极性根据电流方向判断，以ia、ib、ic极性“负正负”为例分析电压矢量的变化情况，其中红线为矢量实际作用时间。
从图8可以看出，V4矢量作用时间增加了2Td，V6矢量作用时间减少了2Td，零向量V0、V7一个增加了2Td，一个减少了2Td，相互抵消。用向量图表示成如图9所示，误差向量ΔV4和ΔV6两者合成的电压矢量就是ΔV2，其作用时间也是2Td，幅值为4ETd/(3T)，滞后V4矢量60°。同样的可以推导出其他情况下误差电压矢量，如图10所示，可根据相电流方向确定误差电压在α、β轴上的分量，如表4所示。
从表4可见，死区产生的误差电压只与母线电压和死区时间有关。所以当死区时间越大，误差电压在α、β轴上的分量越大，矢量控制产生的磁通圆磁场偏离基准磁通圆形磁场越严重，从而导致电机相电流畸变越大，所以电机的转矩脉动越大。
为明确死区时间对电机性能的影响，对不同死区时间下的永磁同步电机进行了仿真。假设永磁同步电机驱动器的开关频率f=10kHz，死区时间Td分别为10μs、5μs、1μs时的电机相电流、转速、转矩的波形图如图11所示，图中上面波形为电机相电流波形，下面波形为电机转矩波形，相电流THD分别为20%、12%、2%。
由图11可见，死区时间越小，电机相电流波形畸变越小，转矩脉动越小。所以可以通过减小开关器件的死区时间减小电机的转矩脉动和电流畸变。SiC-MOSFET由于开关速度快，桥臂上下管之间的死区可取得很小，从而使得SiC-MOSFET基PMSM电机驱动系统可简化补偿方法，提高电机性能。
4.实验结果
为验证以上分析，设计制作了1kWPMSM电机驱动器，功率器件分别采用Si-IGBT（型号IKW25T120）和SiC-MOSFET（型号CMF10120）。通过实验对比效率、散热器温升以及死区效应的影响。
4.1死区效应对比
SiC-MOSFET具有比传统Si-IGBT功率器件更快的开关速度，这样的高开关速度不仅能够减小电压电流交叠产生的损耗而且能够压缩桥臂死区时间的大小。图12给出了驱动电阻为6.8Ω，电流为8A情况下的Si-IGBT和SiC-MSOFET的关断波形，可见，Si-IGBT存在明显的电流拖尾，关断时间较长，达到μs级别，而SiC-MOSFET的关断时间不超过100ns。所以在开关频率选取10kHz时，Si-IGBT基PMSM电机驱动器死区时间一般预留开关周期的5%左右，而SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器死区时间可以预留在开关周期的1%以内。
为了对比验证不同类型器件在PMSM电机驱动器在电机低速时对死区效应的抑制效果，基于Si-IGBT基PMSM驱动器开关频率取为10kHz，死区时间设置为5μs，SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器开关频率取为10kHz，死区时间设置为1μs。图13给出两种情况下的电机相电流，由于SiC-MOSFET的快速开关能力其死区时间可以设置得更小，其相电流正弦度更高，电机性能更好。
4.2效率对比
为了对比Si基PMSM电机驱动器和SiC基PMSM电机驱动器的效率，对两驱动器在相同的负载转矩（5N.m）、不同转速下的效率进行了测量，结果如图14所示，SiC基PMSM电机驱动器的效率比传统Si-IGBT基PMSM驱动器的效率高将近一个百分点，这是由于SiC-MOSFET具有更快的开关速度且无电流拖尾，所以其开关损耗更小，效率更高。
4.3散热器温升对比
通常，电机驱动器中无源器件较少，散热器体积占到PMSM电机驱动器体积的很大一部分，如何减小散热器体积和重量成为提升PMSM电机驱动器功率密度的重要手段之一。由于SiC器件具有比Si器件更高的结温，并且SiC器件损耗更小，应用SiC功率器件对驱动器效率的提高也可以转化为功率密度的提高，所以SiC基PMSM驱动器可以使用更小的散热器体积。众所周知，散热器体积大小与功率器件温升有着直接关系，散热器体积越大，功率器件温升越小。为了比较Si-IGBT基PMSM电机驱动器和SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器的功率密度，对相同的负载转矩、转速和散热器下的两种驱动器的温升进行了对比。
采用Victor公司的型号为303B的红外线测温仪分别对Si-IGBT基PMSM电机驱动器和SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器进行了测量，散热器与开关管接触点附近温度随工作时间变化的关系曲线如图15所示。达到热平衡后，SiC-MOSFET基PMSM驱动器的温升比Si-IGBT基的温升降低了2~3°C。
由此可见，SiC-MOSFET基PMSM电机驱动器比传统Si-IGBT基PMSM电机驱动器的温升更低，由此可以推论在相同的温升下，SiC基PMSM驱动器的散热器体积可以更小些，并且CREE公司的第二代SiC功率器件的结温已达到175℃，比传统Si功率器件结温更高，这对减小散热器的尺寸更有利。因此，SiC基PMSM驱动器可具有更高的功率密度。
5.结论
本文分别利用SiC-MOSFET和Si-IGBT设计制作了1kWPMSM电机驱动器，并对两种驱动系统的损耗、效率、温升、死区效应等方面进行了对比研究。SiC基PMSM电机驱动器损耗是Si基PMSM电机驱动损耗的1/2，效率提高了1%左右。在相同工况下SiC基PMSM电机驱动的散热器温度比Si基PMSM电机驱动散热器温度低2~3°C，并且在低速情况下SiC基PMSM电机驱动器的的死区效应更小，动态性能更好。理论分析和实验表明SiC-MOSFET在永磁同步电机中能够提升其效率、功率密度和动态性能，SiC-MOSFET在电机驱动器中具有很好的应用前景。
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