摘要：
电磁法探测技术通过向地面发送可控的方波信号并接收地下矿层反射回的信号以获取地质信息,电磁发射机的输出频率、电压和电流均可调节.随着对大功率和高频开关的需求不断增长,SiC金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)已成为新一代半导体技术的标志.然而,较高的开关频率引发了开关振荡问题.这里分析了SiCMOSFET的开关过程,通过仿真研究确定了杂散电感和驱动电阻对开关动态过程的显著影响,并设计了一种C型缓冲电路设计来有效抑制过电压开关振荡现象.实验结果显示,在开通和关断电阻设定为1Ω时,该C型缓冲电路显著降低了开关过程中的电压尖峰和振荡问题,验证了其在实际应用中的效果与可行性.
引言
电磁法探测技术是地球物理勘探技术中广泛应用的一种方法，其中电磁发射机作为电磁信号发射的装备，主要功能是对电能进行转换，将输入的工频正弦交流电进行AC-DC-AC-DC-AC变换,从而获得输出频率可控的交流信号，并输入大地。接收机则负责接收并解析由矿层反射回来的信号，进而反演出地下矿层信息。高频化的超频发射机可以攻克中浅层电磁探测装备（≥10kHz），尚不能满足我国找矿、地下空间探测等需求。与SiIGBT相比,SiCMOSFET的饱和电子漂移速度更高,开关速度更快。同时SiCMOSFET的开关过程不存在电导调制效应以及拖尾电流，更适合高频应用。但在SiCMOSFET的应用中,开关瞬态的高电流变化率和电压变化率与电路的寄生参数相互作用引起的开关振荡问题会严重影响电磁发射机的可靠性，同时导致接收机采集到的信号准确性降低,影响最终数据的反演结果。
针对该问题，这里首先分析了SiCMOSFET的开关过程，研究杂散电感和驱动电阻对开关过程的影响，在此基础上设计了直流侧电容缓冲电路，并通过电磁发射机中的逆变电路作为实验电路进行了验证。
2、SiCMOSFET开关过程及特性分析
图1为SiCMOSFET等效模型,其中包含1个MOSFET及其上的电阻、结电容、寄生电感和1个续流二极管。Cgs，Cgd,Cds分别为其内部寄生的栅源电容、栅漏电容和漏源电容,Rg,Lg分别为栅极驱动电阻和电感,Rd，Ld分别为漏极杂散电阻和电感,Rs,Ls,分别为源极杂散电阻和电感。其中,输入电容Ciss=Cgs+Cgd,输出电容Coss=Cgd+Cdso
2.1、SiCMOSFET开关过程
SiCMOSFET的开通过程如图2所示。
阶段1(to~t1）开通延时阶段。Cgs开始充电，栅源极电压Ugs开始上升但是未达到栅极开通阈值电压Uth，此时MOSFET并未开通,没有电流。
阶段2(t1~t2）预开通阶段。随着Ugs的上升超过Uth，SiCMOSFET开始导通，电流开始上升，导通电阻不断下降，电流逐渐从续流二极管转移到MOSFET。由于续流二极管存在反向恢复时间,导致此阶段仍有电流通过，此时漏源极电压Uds保持母线电压不变。
阶段3(t2~t3）米勒平台阶段。t²时刻流经续流二极管的电流全部转移到MOSFET,Uds急速下降。Uds的变化使得栅极电流仅给Cgd充电,Ugs保持为米勒平台,Uplatform不变。与SiIGBT相比,由于SiCMOSFET的Cgs远大于Cgd，所以米勒平台的时间比SiIGBT更短，也就有更快的开关速度。米勒平台的存在一方面抑制了Ugs的升高，导致开通时间变大，导通损耗增大；另一方面,米勒平台的存在使得Ugs上升减慢，减慢了电路的di/dt和du/dt,减弱了开关过程的振荡问题。
阶段4（t3~t4）完全开通阶段。米勒平台结束,驱动电流给Cgs充电,Ugs上升至最大正向驱动电压，导通电阻减小。
SiCMOSFET的关断过程为开通过程的逆过程,开关过程原理基本相似,在此不再叙述。相对于SiIGBT而言,SiCMOSFET的极低拖尾电流使得其在关断的过程中所带来的损耗很小，极大地减少了器件发热，从而更适合于高频开关电路。
2.2、开关性能仿真实验
为测试SiCMOSFET的开关性能，在LTspice上搭建了如图3所示的双脉冲仿真实验，以C2M0045170P为模型，仿真参数为：母线电压Udc=600V,开关频率f=200kHz，负载电感L=200mH,关断电流Ioff=13.8A。
2.2.1、寄生电感对开关性能的影响
由于SiCMOSFET在开关过程中产生极高的du/dt和di/dt,导致其对电路中的寄生参数非常敏感,容易引发开关振荡。这种快速变化会在Cgd上产生显著的位移电流。在关断过程中,位移电流会流向栅极,导致栅极电位异常上升，不仅减慢了关断速度,还可能引发开关管的误触发,甚至导致栅极电压出现不稳定的振荡。而在开通过程中,位移电流从栅极流出，导致栅极电位意外下降，可能导致开关管的不当关断，同样引发栅极电压的振荡。在开关动作之前,SiCMOSFET的寄生电感和寄生电容中会储存一定的能量。当开关状态发生变化时，这些寄生元件会经历一个能量重新分布的暂态过程。这个过程通常表现为一个由寄生电感和寄生电容共同产生的衰减振荡。在图1的SiCMOSFET模型中,分析某一极寄生电感时,其他极的寄生电感值均设为1nH。
图4给出了漏极寄生电感Ld在1~120nH变化时,对SiCMOSFET开关性能影响的仿真图。Lds的存在导致Ugs和电流Id产生振荡，特别是在关断过程中。随着Ld的增大,Uds的超调量也会增加，振荡持续时间延长。当Id较大且开关频率较高时,Lds上的漏极电流变化率di/dt会增大，导致Lds两端感应出较大的电动势，进而引起Uds的波动。此外,Lds与SiCMOSFET的输出电容Coss和二极管结电容等元件之间发生谐振，这也会导致Id和Uds的波动。
图5给出了源极寄生电感Ls。从1~20nH变化时的仿真图,当Id上升和下降的瞬间,Ls上产生的感应电压会抵消Ugs的变化。随着Ls的增大,Ugs在开通过程中会出现较大的电压幅值跌落，在关断过程中出现电压上升。Ls的增大会延缓SiCMOSFET的开关响应时间，增加功率管的开通和关断能量损耗。此外,Ls。的存在对关断引起的振铃有一定的削弱作用。
图6展示了栅极寄生电感Lg。从1~20nH变化的仿真图。Lg,与Ciss发生谐振,导致Ugs产生振荡。随着Lg的增大,Ugs的响应时间会变慢。从图6中可以看出,Lg.的变化对功率管开关回路的Uds和Id的影响有限。在开通时,Uds基本没有太大变化，只是在关断时延缓了Uds的上升时间。因此,Lg,主要对栅极回路产生较大影响。在实际应用中，通常可以通过合理布局驱动回路输出信号来减小Lg的值。此外,驱动回路的驱动电阻和SiCMOSFET的内阻可以在一定程度上消耗Lg，的谐振能量，从而抑制振荡。
2.2.2、驱动电阻对开关性能的影响
栅极驱动电阻是影响SiCMOSFET开关性能的重要因素。图7展示了当Ld=80nH和Ls,=10nH时，不同驱动电阻下的开通和关断的仿真波形。从图7中可以看出，较小的驱动电阻可以加快SiCMOSFET的开关速度，但同时也会导致Ugs的振荡幅值增大。在1Ω的栅极电阻下，功率管大约在40ns左右完成了开通，但此时Ugs的波动幅值接近100V。与此同时,功率管开关速度的加快也会提升Uds和Id的响应速率，并导致波动幅度的增加。此外，还观察到di/dt与关断驱动电阻成反比，而关断电压超调与di/dt呈正相关。因此,增加关断驱动电阻Roff将减小关断电压超调。但是随着Roff的增加，电流变化率dildt减小开关时间增大使得开关损耗增加。因此,Roff的设计需要在电压超调量和开关损耗之间进行折中考虑，以实现最佳的性能表现。
图7驱动电阻对开关性能的影响
Fig.7Theinfluenceofdrivingresistancesonswitchperformance
3、缓冲电路设计
目前逆变电路常用的缓冲电路有4种,如图8所示。C型缓冲电路,通过在直流侧加入高频吸收电容，可以有效抑制瞬变电压。由于电容是无源器件，它特别适合用于大功率逆变电路。此处的主要目的是探讨C型缓冲电路对SiCMOSFET尖峰振荡的抑制作用;RC型缓冲电路,相对于C型缓冲电路加入了电阻，当它用于大功率逆变器时，随着电容的增大,流经电阻的电流增大，导致电阻消耗大量能量。因此,RC型缓冲电路主要适用于小功率逆变器;RCD型缓冲电路，可以抑制关断浪涌电压，缓冲电路的损耗又很小，常用于中大功率、高频开关应用场合，但是其输出波形发生畸变，不适合电磁勘测的应用：放电阻止型缓冲电路，快速二极管VD3用来籍位瞬变电压,这不仅能抑制振荡,而且能增加缓冲电阻值。RC时间常数设计为开关周期的1/3，确保缓冲电容C在每个开关周期内能吸收尖峰电压并通过R1,释放,因此适用于开关频率在1~2kHz以下的低频逆变器。
3.1、C型缓冲电路的计算
SiCMOSFET的尖峰电压由回路的杂散电感引起，但是仅仅依靠PCB的优化布局很难完全消除杂散电感。在开关频率为f(实验中f=200kHz）下,根据式(1)和式(2)确定电路的杂散电感Lp,和杂散电容Cpo。
式中:t1为不加任何缓冲电路时所测得的MOSFET开关时的振荡周期;t2为在MOSFET的源极和漏极两端并联一个确定容值的电容Cp时的振荡周期。
根据式（1），（2)测得杂散电感为137nH。根据能量守恒原则，缓冲电容Chf的值可根据式(3)确定,Uo。为关断电压,Up.为关断时的峰值电压,Ioff为关断电流。
在电磁发射机的应用时，由于地质条件的差异,接地电阻会在20~200Ω波动。同时,要求发射机的输出电压和电流可以进行调节，发射频率也可以变化。为了确保在各种条件下尖峰电压能够被完全吸收，考虑到实际工程需求,这里选择N=100。以接地电阻20Ω为例,当输出电压为100V时,超调的过电压为39.6V,关断电流为5A。根据式(3)可计算出吸收电容的理论值为86.4nF。因此,选用两个50nF的电容并联,并以100nF的电容进行实验，以确保在不同条件下尖峰电压能够被有效吸收。
4、实验验证
4.1、发射机逆变电路
电磁发射机的整体电路拓扑见图9，主要包含4部分,对应于图中的H1,H2,H3,H4。
这4部分分别实现了电能的整流、一级逆变、高频整流和逆变输出功能。该设计能发射方波、伪随机波及正弦波，从而满足各种勘探需求。该电磁发射机的最高发射电压可以达到1kV,最大发射电流可以达到10A,发射功率可以达到3kW。该节将以H4作为基础逆变电路,来测试C型缓冲电路的性能。
4.2、实验部分
实验使用CAB016M12FM3功率模块，以验证C型缓冲电路验证设计的可行性。实验采用ZYNQ7020作为驱动信号的输入信号，驱动电路中的开通、关断电阻均为1Ω,开关频率为200kHz,Chf为100nF,实验中使用的电阻为50Ω。实验电路中缓冲电容要紧贴功率模块，选用薄膜电容，相比陶瓷电容的寄生电感更小，能够更好地满足实验需求。PCB的合理布局可减少直流链路的电感，减少开关的电压过冲。使用铜皮代替走线是一种有效的方法，同时多个平面之间相互交错使得层之间的磁通量抵消达到最大化。
通过图10可以看出，在没有缓冲电路的情况下，当MOSFET关断时，会出现振荡现象，并且这种振荡会一直持续,直到管子再次开启。在加入缓冲电路后，母线电压从300V逐渐升高到900V。此时,MOSFET的开通和关断波形没有明显的尖峰振荡，表明缓冲电路在抑制振荡方面起到了显著的作用。
5、结论
针对超音频电磁发射机项目中逆变电路输出方波时易产生关断振荡的问题,进行了深入研究。通过分析SiCMOSFET的开关特性,并使用LTspice仿真进行验证，得出以下结论：漏源电感是导致关断振荡的主要原因,但这种电感单纯通过PCB布局很难完全消除；驱动电阻可以减小关断时的电压尖峰,但同时也增加了关断时间和关断损耗。基于上述仿真结果，这里设计了一种C型缓冲电路。通过实验验证表明，所设计的缓冲电路能够有效抑制SiCMOSFET关断时产生的电压振荡问题,验证了设计的正确性。
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