600-650V功率器件是Si SJ MOS(又称Si 超结MOS)，SiC MOS和GaN HEMT竞争最为激烈的产品区间，其典型应用为高频高效高功率密度电力电子。通过对比分析Infineon，ST, ON, GaN Systems(已为Infineon收购)和Toshiba最新技术平台产品，本文梳理了Si SJ MOS，SiC MOS和GaN HEMT的个性，共性，以及相对定位。所选对比产品代表业界最新技术水平
表一列出了进行对比分析的国际一线品牌产品。所选Infineon和Toshiba Si SJ MOS为其最新代次体二极管快恢系列。快恢技术平台对MOS体二极管进行了专门优化（如进行pt掺杂），从而显著降低Qrr，其性能更优应用范围更广，同时兼容软开关和硬开关拓扑。所选Infineon CM8典型导通电阻31mΩ，采用多层外延技术；Toshiba DTMOS VI采用深沟槽技术，典型导通电阻35mΩ；代表业界Si SJ MOS两个不同的技术路径。
SiC MOS Infineon M2H系列为沟槽MOS，导通电阻典型值33mΩ，ON M3S和ST G3系列为SiC平面MOS，导通电阻典型值分别为32和29mΩ。目前业界GaN有常开型（D-Mode）和常关型(E-Mode) HEMT（High Electron Mobility Transistor）两种技术路径。为减少对比复杂度，所选GaN HEMT为常关型纯单管。其中GaN Systems G4典型导通电阻40mΩ，Infineon G5导通电阻典型值35mΩ。
所选Toshiba DT MOS VI为TO247封装，其他产品为TOLL封装。封装形式对产品静态参数对比没有影响，对散热能力和开关速度等参数则有一定影响。进行对比时如涉及封装影响则不把Toshiba器件纳入对比。进行对比分析所有数据的原始出处来自产品规格书，从用户的视角来审视各个产品。
Si和SiC采用垂直型MOS结构，GaN采用水平型HEMT结构
Si SJ MOS和SiC MOS本质上是MOS，而GaN则采用HEMT结构来释放其材料优势。参见图一（a），Si SJ MOS其漂移层由周期性排列的高掺杂P-N-P柱组成，利用电荷补偿原理显著降低漂移层电阻。Si SJ MOS经多年发展技术相对成熟，业界主要通过多层外延和深沟槽来实现SJ结构。多层外延技术引领者英飞凌技术平台已演进到第八代（CM8），Toshiba则推动深沟槽技术的持续发展，其最新技术平台为DT MOS VI。图一（b）为SiC平面MOS结构示意图。目前业界最为成熟的是SiC平面MOS，沟槽MOS也在不断成熟和发展。SiC平面MOS的技术引领者为ON M3S和ST G3，SIC沟槽MOS的典型代表为Infineon和Bosch。
参见图一（c），由于无法在GaN上生长热氧化物，GaN功率器件采用了HEMT结构。AlGaN和GaN之间由于独特的能带特性在其界面处形成一层二维电子气，通过p-GaN可耗尽栅极下自由电子气，从而阻断沟道达到器件常关之目的。 根据p-GaN和栅极金属的接触形式，E-Mode GaN HEMT可以分为SGT (Schottky Gate Transistor) HEMT和GIT (Gate Injection Transistor) HEMT。Si SJ MOS和SiC MOS的源极和漏极分别在芯片的顶部和底部，为垂直型器件；而GaN HEMT的源极和漏极均在芯片的顶部，为水平型器件。
图一（d）为MOS和HEMT的电路示意图，HEMT相对于MOS的最大器件区别是HEMT没有体二极管，这使得GaN HEMT有双向耐压的独有潜力，双向沟道导电则是MOS和HEMT的共性。业界多年的工程研发已实现HEMT器件双向耐压和双向导电，且陆续有产品投向市场（非本文聚焦）。没有体二极管也让GaN HEMT无雪崩能力，一般通过提高GaN HEMT器件耐压典型值从而规避器件面临雪崩的可能性。
MOS和HEMT均有关断区，线性工作区，饱和工作区
图二（a）和（b）分别为MOS和HEMT的输出曲线和转移特性曲线。参见图二（a）MOS和HEMT有三个工作区间：关断区，线性工作区和饱和工作区。当Vgs小于Vgsth时沟道被关断，器件处于关断区。当Vgs大于Vgsth时（如为Vgs4），器件的导通电流Id一开始随Vds的增加而增加，此时器件处于线性工作区；当Vds增加到一定程度时Id逐渐趋于饱和电流，此时器件处于饱和工作区。
图二（b）为MOS和HEMT在饱和工作区的转移特性曲线，当Vgs大于Vgsth时，Id随Vgs的增大而迅速增大，且基本不受Vds的影响。转移特性曲线可以用来确定器件开关的米勒（Miller）平台电压。
在大部分应用中，器件在其漫长的生命周期要么处于关断区，要么处于线性工作区；器件硬开通时从关断区穿越饱和工作区进入线性工作区，而硬关断时从线性工作区穿越饱和工作区进入关断区。器件处于线性工作区时，栅极阈值电压Vgsth,推荐驱动电压，导通电阻Rdson，体二极管Vfsd等，是比较关键的静态参数。开关时的动态参数，如Ciss / Crss / Qgs / Qgd/ Qg, Coss / Eoss / Qoss，Qrr,开关时间及损耗，则比较关键。下面将对这些动静态参数进行对比，从而了解Si SJMOS，SiC MOS和GaN E-mode HEMT的异同。
GaN HEMT Vgsth和推荐驱动电压相对较低，Si SJ MOS和SiC MOS适中
作为背景信息，图三给出600V – 1200V Si基IGBT和SJ MOS的Vgsth典型值。Si SJ MOS Vgsth一般位于3-4.5V之间。普通IGBT Vgsth一般为5-6V，针对电源类应用的IGBT Vgsth也可优化到4V左右。Si SJ MOS一般推荐10-15V驱动，而Si IGBT则推荐15V驱动。
沟槽型SiC MOS其Vgsth典型值为4-4.5V左右，SiC平面MOS Vgsth则介于2.7-3V之间。主流SiC平面和沟槽MOS均首推18V驱动且兼容15V驱动。GaN Systems G4采用SGT GaN HEMT结构，Vgsth典型值为1.7V，推荐驱动电压6V左右，Infineon G5 GaN为GIT HEMT结构，Vgsth为1.2V左右，推荐驱动电压3-3.5V。
考虑到GaN的高速开关特性，GaN HEMT的低Vgsth和推荐驱动电压给应用带来一定的挑战；SiC MOS则很好的和Si SJ MOS和Si IGBT相兼容，客户可相对容易从Si SJ MOS和Si IGBT过渡到SiC MOS。
SiC MOS Rdson随温度变化最小，Si SJ MOS和GaN则旗鼓相当
在实际使用场景中功率器件一般工作于高温状态，对比Rdson随温度的变化对应用更有意义。图四对比了Si SJ MOS，SiC MOS和GaN HEMT Rdson随温度的变化，为方便对比图中对Rdson进行了归一化处理，即常温下的Rdson归一化为“1”。
参见图四由于漂移层电阻的影响Si SJ MOS，SiC MOS和GaN HEMT Rdson均随温度增加而增加，Si SJ MOS和GaN HEMT Rdson的增速类似，并大于SiC MOS。在150℃时Si SJ MOS和GaN HEMT的Rdson温度系数介于2.1-2.5，SiC MOS则处于1.2 – 1.5。Si SJ MOS和GaN HEMT最大标称结温为150℃，而SiC MOS为175℃。这给SiC MOS带来两大优势：高结温可降低散热要求并提高器件电流能力；在确保高温同样导通电阻的前提下，可用室温电阻稍大挡位产品，如用50-60mΩSiC MOS产品替代Si SJ MOS和GaN HEMT 30-40mΩ产品。
Si SJ MOS体二极管Vfsd相对较小，SiC MOS和GaN HEMT则不相上下
当对器件漏极加负压时，如GaN HEMT漏极和栅极压差大于Vgsth，则器件沟道被打开从而导电；这让HEMT表现出“准体二极管“特性，但其本质还是沟道导电，而非像MOS那样由体二极管导电。
图五对比了Si SJ MOS, SiC MOS和GaN HEMT的Vsd常温和高温性能，图中柱状为常温下数据，其它为高温下数据。Si SJ MOS Vfsd在1V左右,较SiC MOS和GaN HEMT低2-3V，SiC MOS Vfsd介于3-4.5V，GaN HEMT常温下Vfsd介于3-4V而高温下则升到4-7V左右。SiC MOS和GaN HEMT因体二极管导电而产生的损耗相对较大，但这并不妨碍其整体优异特性。
MOS和HEMT的动态开关过程类似
MOS和HEMT的开关就是对各类电容如Ciss, Coss和Crss充放电。其中Ciss=Cgs+Cgd，Coss=Cgd+Cds，Crss=Cgd,图六为MOS和HEMT硬开通时Vgs，Ids (又称Id)，及Vds随时间变化的示意图，在t1到t2阶段，器件处于关断，栅极驱动主要对Cgs充电，在t2到t3阶段，栅极驱动仍然对Cgs充电，由于Vgs大于Vgsth，Id遵循饱和工作区转移特性曲线迅速增加。由于陪测体二极管Qrr的作用MOS Id在t3时达到最大值，而GaN HEMT的Id则在此时达到器件的目标输出电流，在t2-t3区间的Vds下降则由系统的寄生电感引起，此区间内器件处于饱和工作区。
在t3到t4阶段，Vgs位于米勒平台电压Vgspl，此阶段Cgd和Cds经历放电（Cgd也经历进一步反向充电）Vds下降到器件开通时的电压，由于陪测管Qoss的作用GaN HEMT Id达到最大值且在t4时刻恢复到器件导通时的输出电流，此阶段结束时器件进入线性工作区。在t4到t5阶段，栅极驱动进一步的对Ciss充电，达到目标驱动电压，降低器件的导通电阻。
MOS和HEMT的关断过程和开通过程类似，通过对各种电容的相关过程进行分析，可以得到关断时相应Vgs, Vds及Id波形。
GaN HEMT Qgs, Qgd, Qg最低，SiC MOS其次，Si SJ MOS较大
如前文所述，栅极驱动在器件开启时与Cgs和Cgd的作用分为三个阶段，在第一阶段主要对Cgs充电，对Ciss（Ciss @ Vdd）进行积分可得Qgs（即图6 Qgs1+Qgs2），此阶段结束时Vgs达到米勒平台电压；在第二阶段Cgd经历放电及反向充电，对Cgd积分即得Qgd;在第三阶段对Cgs进行充电以达到推荐驱动电压，对Ciss（Ciss@Vdson）进行积分即可得相应的充电量。上述三阶段所需电荷的总和即为Qg。Qg越大相应的驱动损耗也越大，Qg和驱动电流共同决定器件的开关速度。
图七（a）给出了典型Si SJ MOS，SiC MOS和GaN HEMT Ciss和Crss随Vds变化的曲线。整个Vds电压范围内GaN HEMT Ciss最低，SiC MOS其次，Si SJ MOS最大。相应的GaN Qgs也最低（参见图七（b）及插图），为1.3nC左右，SiC MOS Qgs介于8-15nC,而Si SJ MOS Qgs则介于21-40nC之间。对Crss即Cgd来说，GaN HEMT普遍低于SiC MOS，在0-10V的Vds区间Si SJ MOS Cgd显著大于SiC MOS和GaN HEMT，然后迅速降至SiC MOS和GaN HEMT同等水平，这导致Si SJ MOS Qgd最大为28-35nC,而SiC MOS和GaN HEMT的Qgd则分别处于6–18.5nC和2-4nC的区间。仔细观察图七（b）可以发现SiC MOS米勒平台电压随Qg的增大而增大，这是由于其短沟道效应造成。
Si SJ MOS，SiC MOS和GaN HEMT Eoss旗鼓相当，Qoss Si SJ MOS最大
Coss*Vds对Vds的积分为Eoss,器件硬开通时Eoss对器件加热而损失掉。Coss对电压的积分则为Qoss，代表器件耐压时存储在Coss的电量，Qoss大小不随外界条件（如温度）变化而变化，陪测管的Qoss作为开通时电流尖峰的一部分（参见图6 t3-t4 Id阴影部分）增加器件的开通损耗。
图八为Si SJ MOS, SiC MOS和GaN HEMT Coss随Vds的变化，插图为母线电压400V时器件的Eoss和Qoss。Vds在0-30V时Si SJ MOS的Coss比SiC MOS和GaN HEMT至少大一个数量级，然后迅速下降到SiC MOS和GaN HEMT的同等甚至更低水平。GaN HEMT Eoss最低为∽8uJ，SiC MOS其次为8.8-15uJ，而Si SJ MOS位于10.6-17.8uJ之间。Si SJ MOS Qoss显著大于SiC MOS和GaN HEMT。
SiC MOS和GaN HEMT Qrr类似，Si SJ MOS较大
从严格意义上说Qrr=Qbip+Qoss，其中Qbip与体二极管正向导通时存贮在器件漂移层的少子电荷有关。 与Qoss不同，Qbip大小受di/dt, If,温度等多个因素影响。且测试时系统寄生电感的影响也需要考虑，JEDEC 2024年8月发布的针对SiC MOS Qrr的测试标准JEP201，有利于正确测试Qrr。
图九给出JEDEC201 SiC MOS Qrr计算方式，与Si MOS Qrr计算最大的区别是SiC MOS Qrr的积分上限为Vds达到0.98Vdd的时刻，而非反相电流第一次达到0的时间点(Si mos Qrr积分上限)。其原因为：由于系统寄生参数的影响，当反相电流达到0时（参见图中电流虚线）器件耐压会仍低于母线电压，这让按照Si MOS标准计算的Qrr失去参考意义。快速判断产品规格书Qrr计算是否合适时可检查其Qrr相对Qoss的大小。本文进行Qrr对比时Qrr统一定义为Qbip+Qoss。
表二列出Si/SiC MOS和GaN的Qrr，Qoss和Qbip。Qoss根据Coss曲线计算而得，Qbip为Qrr和Qoss的差值。Si SJ MOS Qoss比SiC MOS大一个数量级，Qbip贡献占Qrr 30-44%。SiC MOS和GaN HEMT Qrr类似，比Si SJ MOS小10倍以上，Qbip占Qrr 5%不到。这使得SiC MOS和GaN HEMT相对于Si SJ MOS更能胜任各类软开关和硬开关拓扑。硬开通时SiC MOS和GaN HEMT由于Qrr贡献而产生的损耗也显著低于Si SJ MOS。
SiC MOS和GaN HEMT开关速度和损耗旗鼓相当，Si SJ MOS相对较大
器件开关速度和开关损耗是客户最为关注的核心动态参数，这些参数和器件所处的外界环境，如产品封装形式，驱动设计，系统寄生杂感等息息相关，且每个器件的最佳工作条件也不尽相同。尽管如此，对这两类参数的对比可给出一个定性的参考，从而有利于器件选型和系统优化。
图十给出了各类TOLL封装Si SJ MOS，SiC MOS和GaN HEMT产品的开关时间对比，由于tdoff的贡献Si SJ MOS开关相对SiC MOS和GaN HEMT较慢，而SiC MOS和GaN HEMT的开关时间则介于30到60 ns之间，Infineon M2H SiC MOS和GaN Systems G4 GaN HEMT开关速度最快，分别为37.7和31ns，其开关损耗也基本类似为57-60uJ（参见图十表格），考虑到GaN和SiC MOS导通电阻的高温特性，M2H整体性能优于GaN HEMT G4。也可用50-60mΩSiC MOS去对标30-40mΩGaN HEMT，从而获得性能和成本的平衡。
Si，SiC和GaN功率器件异同小结
综上所述，GaN HEMT Vgsth和驱动电压较小，在实际应用中对系统设计能力要求较高。由于材料本身或器件结构的原因SiC MOS和GaN HEMT Vfsd较Si MOS大，这导致体二极管续流时损耗大。在开关速度，开关效率和Qrr（Qoss+Qbip）方面SiC MOS和GaN HEMT旗鼓相当优于Si SJ MOS。由于体二极管的缺失GaN HEMT Qrr不存在Qbip贡献，这让器件缺失雪崩能力，但也成就其独有的双向耐压能力。SiC MOS是Si SJ MOS在高频，高效，高功率密度应用方面的自然延伸。当应用和器件设计能充分发挥GaN HEMT特有的双向耐压特性时，GaN会在自己独有的领域大放异彩。目前GaN相对于SiC MOS主要聚焦在小功率应用，如何解决散热从而进军大功率应用则是GaN的下一挑战。
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